廖文彪，陳文元

(廣東電網(wǎng)有限責(zé)任公司 梅州供電局，廣東 梅州 514021)

三相PWM整流器的仿真設(shè)計與改進(jìn)

廖文彪，陳文元

(廣東電網(wǎng)有限責(zé)任公司 梅州供電局，廣東 梅州 514021)

采用前饋解耦的控制策略，設(shè)計出三相電壓型 PWM 整流器的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，同時針對大功率的三相 PWM整流器會因外部或其他的電磁干擾等問題導(dǎo)致橋臂直通，進(jìn)而有可能燒毀IGBT的問題，本文提出了改進(jìn)型三相PWM整流器，在電路中增加一個二極管，當(dāng)橋臂直通時，輸出電容與直通橋臂的IGBT不會形成回路，保證IGBT不受到威脅。通過Matlab仿真驗(yàn)證，對比傳統(tǒng)三相PWM整流器與改進(jìn)后的三相PWM整流器的仿真結(jié)果，驗(yàn)證了改進(jìn)后的三相PWM整流器的優(yōu)越性。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)表明，所設(shè)計的系統(tǒng)具有可行性。

整流器；直通；功率因素；雙閉環(huán)控制

隨著科技的發(fā)展，變流裝置多樣化，越來越多的大功率電源需要AC/DC整流器來實(shí)現(xiàn)交-直電壓轉(zhuǎn)換。傳統(tǒng)的AC/DC整流器利用二極管或晶閘管來實(shí)現(xiàn)整流。這兩種整流器都有輸出諧波大，功率因數(shù)低，對電網(wǎng)諧波污染嚴(yán)重等缺點(diǎn)[1-2]。

諧波污染對電力系統(tǒng)正常運(yùn)行的影響，特別是整流器引起的污染引起了相關(guān)部門的重視，傳統(tǒng)的AC/DC 整流器需換代升級改進(jìn)，面臨著巨大挑戰(zhàn)[3]。目前，IGBT廣泛地運(yùn)用于三相PWM整流器中[4-7]，使得其應(yīng)用范圍越來越廣，但其本身存在的問題也越來越多，如控制器件多、電磁干擾多等。主要有以下幾點(diǎn):1)功率等級的增加，將導(dǎo)致開關(guān)器件所承受的du/dt，di/dt也變大，對IGBT的承受電壓的能力要求越來越高；2)功率等級的增加，器件的增多，干擾的問題越突出，容易導(dǎo)致IGBT直通，進(jìn)而危險系統(tǒng)及IGBT等；3)目前很多產(chǎn)品為了達(dá)到足夠的功率等級，通常采用多模塊并聯(lián)模式，這使得不同模塊之間存在環(huán)流問題。最近幾年，隨著國家政策的大力支持，整流器等相關(guān)的產(chǎn)品受到了更多的重視[8-9]。

由于大功率的三相PWM整流器會因外部或其他的電磁干擾等問題導(dǎo)致橋臂直通，進(jìn)而有可能燒毀IGBT。為此，本文提出了改進(jìn)型三相PWM整流器，在電路中增加一個二極管，當(dāng)橋臂直通時，輸出電容與直通橋臂的IGBT不會形成回路，保證IGBT不受到威脅，使得三相PWM整流器的可靠性更高。

1 三相電壓型PWM整流器的控制策略

1.1 三相電壓型PWM整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三相電壓型PWM整流器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中ea，eb和ec是電源電壓，R是交流側(cè)線路等效電阻，L是交流側(cè)線路等效電感，C0是直流側(cè)電流。

(1)

式中：Em是相電壓幅值，ωt是電網(wǎng)頻率所對應(yīng)的角度。

圖1 三相電壓型PWM整流器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.1 Topology structure diagram of three-phasevoltage-type PWM rectifier circuit

建立PWM整流器的dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型：[10-11]

(2)

式中：ed、eq、vd、vq、id、iq分別為電源端電壓矢量、交流側(cè)電壓矢量、交流側(cè)電流在d、q上的分量；P為微分算子。

1.2 整流器雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)設(shè)計

由式(2)可以看出，id、iq存在相互耦合[12-13]，因此本文采用前饋解耦控制法，系統(tǒng)框如圖2所示。

(3)

圖2 系統(tǒng)控制框圖Fig.2 System control block diagram

將式(3)代入式(2)可得

(4)

式(4)表明可對id、iq進(jìn)行獨(dú)立的控制。

2 三相電壓型PWM整流器控制系統(tǒng)參數(shù)整定

2.1 電流環(huán)參數(shù)整定

電流環(huán)采用PI調(diào)節(jié)時，同時考慮到采樣的延時以及PWM的小慣性特性，結(jié)合式(4)，取Ts為電流環(huán)內(nèi)環(huán)電流采樣周期(即為PWM開關(guān)周期)，Kpwm為橋路PWM等效增益，Ts為采樣周期，τi=Kip/KiI，當(dāng)τi=L/R時，電流環(huán)的控制為典型的一階系統(tǒng)控制。0.5Ts模擬PWM的小慣性特性?？紤]到系統(tǒng)的穩(wěn)定性與快速性[14-15]，阻尼比常取ξ=0.707。已解耦的iq電流環(huán)內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)Fig.3 Current inner loop structure

將小時間0.5Ts，Ts合并后得到簡化的電流內(nèi)環(huán)結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4 電流內(nèi)環(huán)簡化結(jié)構(gòu)Fig.4 Current inner loop simplified structure

(5)

2.2 電壓環(huán)參數(shù)整定

電壓外環(huán)也采用PI調(diào)節(jié)器來調(diào)節(jié)，是保證輸出電壓的穩(wěn)定作用。根據(jù)功率守恒原理可推導(dǎo)出輸出到直流側(cè)電壓的關(guān)系式。在開關(guān)頻率遠(yuǎn)高于電網(wǎng)電動勢基波頻率的情況下，諧波分量可忽略，三相電壓型PWM整流器網(wǎng)側(cè)電流為

(6)

式中:Im為交流側(cè)的電流幅值。

由式(6)可得

(7)

由功率守恒可得

Pin=PL+PR+PC0+PR0

(8)

式中：Pin為系統(tǒng)輸入功率;PL為交流測線路等效電感的功率;PR為交流測線路等效電阻的功率;PC0為直流側(cè)的濾波電容功率;PR0為負(fù)載功率。

由式(7)可得

(9)

i*≈Im

(10)

結(jié)合式(7)、(8)、(10)可得

(11)

考慮到小信號擾動的因素，則

(12)

將式(12)代入式(11)可得

(13)

由于交流測的等效電阻R數(shù)值較小，式(13)可化為

(14)

對式(14)進(jìn)行拉普拉斯變換得

其中

則電壓環(huán)的控制框圖如圖5所示。

圖5 電壓環(huán)控制框圖Fig.5 Voltage loop control block diagram

根據(jù)圖5可得，電壓環(huán)的傳遞函數(shù)為

(15)

式中：Kp，τi為PI調(diào)節(jié)器的參數(shù)。

工程上，一般設(shè)置電壓環(huán)控制器的穿越頻率小于電流環(huán)控制器穿越頻率[16]，本文取360 rad/s。同時考慮到系統(tǒng)的穩(wěn)定性問題，PI調(diào)節(jié)器的極點(diǎn)必須設(shè)置好，由式(15)可得Kp=360τi/K。又Ti?Ts，可得τi=Ti。

經(jīng)過進(jìn)一步整理可得到

3 上下橋臂直通分析與改進(jìn)

圖6為改進(jìn)后的三相電壓型PWM整流器電路拓?fù)鋱D，假設(shè)某時刻的開關(guān)狀態(tài)為Q1、Q2、Q6導(dǎo)通，整流器一邊給輸出濾波電容充電一邊給負(fù)載供電，由于某種未知原因?qū)е翾3也導(dǎo)通，此時Q3、Q6橋臂直通，未加二極管前，輸出濾波電容會與直通橋臂產(chǎn)生回路(見圖7)，進(jìn)而會產(chǎn)生瞬間大電流，使得IGBT燒毀。改進(jìn)后的電路由于二極管的反向關(guān)斷，使得輸出濾波電容不與直通橋臂形成回路，輸出濾波電容與負(fù)載形成回路，繼續(xù)給負(fù)載供電，保證了電路的正常工作(見圖8)。

圖6 Q1、Q2、Q6導(dǎo)通狀態(tài)Fig.6 Q1, Q2 and Q6 conduction states

圖7 直通產(chǎn)生短路Fig.7 Short circuit by shoot-through

圖8 改進(jìn)后直通下的工作狀態(tài)Fig.8 Working state of shoot-through after improvement

3.1 整流器直通狀態(tài)下的仿真分析

當(dāng)有橋臂直通時，傳統(tǒng)的三相電壓型PWM整流器的同一橋臂IGBT與輸出濾波電容C0并聯(lián)形成回路，上下橋臂與電容形成回路的瞬間會有瞬間的大電流產(chǎn)生，流過IGBT，毀壞開關(guān)管。通過MATALB仿真軟件搭建橋臂直通情況下的仿真模型與改進(jìn)后的整流器仿真模型進(jìn)行對比分析。系統(tǒng)具體參數(shù)為：電源電壓幅值311 V；線路等效電感L=1.5 mH；線路等效電阻R= 0.5 Ω；負(fù)載R0= 20 Ω；直流濾波電容C0=6 500 μF；輸出電壓600 V。

將參數(shù)代入上面推導(dǎo)出的等式，求出相關(guān)的電壓電流環(huán)的PI參數(shù)為

Kip=5,KiI=1 666，Kp= 0.14,Ki=46.3

3.2 未改進(jìn)前直通情況下的仿真分析

整流器在0.4 s時，發(fā)生橋臂直通現(xiàn)象，直通時間為0.001 s。由圖9可知，系統(tǒng)在未改進(jìn)前，若發(fā)生直通橋臂直通現(xiàn)象，流過直通橋臂的IGBT電流可達(dá)上萬安培，可以瞬間燒毀IGBT，使得系統(tǒng)停止工作。

圖9 未改進(jìn)前直通下IGBT瞬間承受的電流Fig.9 IGBT instantaneous-endured current beforethe improvement

3.3 改進(jìn)后直通情況下的仿真分析

同樣的在MATLAB仿真仿真軟件下搭建改進(jìn)后的三相電壓型PWM整流器，在橋臂發(fā)生直通時的仿真模型。仿真系統(tǒng)的參數(shù)與未改進(jìn)前仿真模型一致，在0.4 s時，三相整流器發(fā)生了橋臂直通現(xiàn)象，橋臂直通時間為改進(jìn)前的10倍，即時間為0.01 s，此時直通橋臂流過的IGBT的電流波形如圖10所示。由圖10可知，流過直通橋臂的電流沒有很大的沖擊，即使在直通時間變大的情況下，也可保證系統(tǒng)正常的工作。圖11為電源電壓與輸入電流的波形。圖12為負(fù)載變化時，輸出的電壓波形，說明系統(tǒng)有一定的抗干擾能力。

圖10 改進(jìn)后直通橋臂IGBT的電流波形Fig.10 IGBT current waveforms of improvedshoot-through bridge arm

圖11 電源電壓與輸入電流Fig.11 Power supply voltage and input current

圖12 負(fù)載突變由10變?yōu)?0的輸出電壓波形Fig.12 Output voltage waveforms of load mutationchange from 10 to 20

4 實(shí)驗(yàn)分析

本文搭建一臺相應(yīng)的三相電壓型 PWM 整流器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行分析驗(yàn)證。采用TI公司的TMS320F2812芯片作為控制芯片，參數(shù)與仿真所設(shè)置的參數(shù)一致，開關(guān)頻率 10 kHz。由于輸入電壓與輸入電流較大，同時示波器與控制芯片都不能承受如此大的電壓電流，因此，通常情況下，采用一級PT/CT與二級PT/CT適當(dāng)降低到芯片可承受的電壓范圍內(nèi)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13所示，輸入電壓與輸入電流同相位。

圖13 輸入電壓與輸入電流波形圖Fig.13 Input voltage and current waveform diagram

5 結(jié) 論

目前大多大功率的三相 PWM整流器很少考慮到上下橋臂因外界等其他原因造成的直通現(xiàn)象，進(jìn)而使系統(tǒng)損壞。本文提出在電路中增加一個二極管，當(dāng)橋臂直通時，輸出電容與直通橋臂的IGBT不會形成回路，保證IGBT不受到?jīng)_擊電流的威脅。通過 Matlab 仿真驗(yàn)證，對比傳統(tǒng)三相PWM整流器與改進(jìn)后的三相PWM整流器的仿真結(jié)果，驗(yàn)證了改進(jìn)后的三相PWM整流器的優(yōu)越性。

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Simulation design and improvement of three-phase PWM rectifier

LIAO Wenbiao, CHEN Wenyuan

(Meizhou Power Supply Bureau, Guangdong Power Grid Co. Ltd., Meizhou 514021, China)

A double closed-loop control structure of a three-phase voltage-type PWM rectifier is designed by using the control strategy of feed-forward decoupling. At the same time, the three-phase PWM rectifier for high power can lead to the bridge shoot-through because of external or other electromagnetic interference, which is possible to burn the IGBT. In order to solve the problem an improved scheme of three-phase PWM rectifier is proposed in this paper, in which a diode is added to the circuit and then a loop between the output capacitor and the IGBT of shoot-through arm can not be formed, when the bridge arm is straight through, to ensure the IGBT is not threatened. The simulation results of the three-phase PWM rectifier and the improved three-phase PWM rectifier are verified by Matlab simulation. The superiority of the improved three-phase PWM rectifier is verified. The experimental prototype shows that the designed system is feasible.

rectifier; shoot-through; power factor; double closed loop control

2017-07-06。

廖文彪(1986—)，男，工程師，碩士，主要從事電力系統(tǒng)運(yùn)行管理工作。

TM461

A

2095-6843(2017)06-0476-05

(編輯陳銀娥)