周希辰，張志武，翟剛毅，李云飛

(1.中國艦船研究院，北京 100101；2.中國船舶重工集團公司第七二四研究所，南京 211153)

基于寬帶調(diào)頻步進信號的數(shù)字補償方法研究

周希辰1，張志武2，翟剛毅2，李云飛2

(1.中國艦船研究院，北京 100101；2.中國船舶重工集團公司第七二四研究所，南京 211153)

針對調(diào)頻步進信號在寬頻帶大口徑相控陣雷達的應(yīng)用中受到孔徑渡越時間限制的問題，在時域去斜法的基礎(chǔ)上分析調(diào)頻步進信號在線性寬頻帶相控陣雷達中的處理模型，提出一種基于時域全去斜的解決辦法，即對調(diào)頻步進信號的子脈沖信號進行全數(shù)字去斜。根據(jù)步進間隔值，對去斜后的子脈沖信號在時域進行時移并相干合成，最后使用數(shù)字本振調(diào)整頻率和相位來補償孔徑渡越時間。結(jié)合理論分析仿真以及硬件系統(tǒng)驗證了此方法的有效性和工程可實現(xiàn)性。

寬頻帶相控陣雷達；孔徑渡越時間；調(diào)頻步進信號；全去斜處理；數(shù)字下變頻

0 引 言

在現(xiàn)代高科技戰(zhàn)爭中，寬頻帶相控陣雷達發(fā)揮了越來越重要的作用。為了實現(xiàn)高精度的距離分辨率，相控陣雷達發(fā)射的信號必須采用大帶寬。為了實現(xiàn)高精度的角度分辨率，相控陣雷達天線必須采用較大的口徑。為了實現(xiàn)空間大角度的空域覆蓋，需要相控陣雷達必須具有寬角掃描能力。[1]但是，隨著相控陣雷達的天線口徑和發(fā)射信號帶寬的增加，在波束掃描時天線波束隨著頻率而發(fā)生偏移，嚴重影響到目標的檢測。[2-5]

隨著數(shù)字器件高速發(fā)展以及成熟應(yīng)用，可對接收到的吉赫瞬時帶寬信號數(shù)字采樣，使得寬帶相控陣信號全數(shù)字處理成為可能。[6-7]近年來，很多學(xué)者針對孔徑渡越時間的問題進行了數(shù)字補償技術(shù)研究。文獻[8]提出了一種基于子帶化的寬帶數(shù)字波束形成延時補償新方法，將延時補償合并到窄帶波束合成中，在多子帶處理的同時卻需要消耗更多的硬件資源。文獻[9]提出一種基于調(diào)頻步進信號孔徑渡越時間的補償方法，在頻域進行調(diào)頻步進信號的處理，但并未解決高分辨距離模糊的問題。

本文針對由于寬帶相控陣需要考慮孔徑渡越時間因素，采用調(diào)頻步進信號(stepped-chirp)的方式，提出一種時域全數(shù)字去斜脈沖壓縮處理的方法，實現(xiàn)通道間信號的相參疊加。時域去斜法的一般處理流程：①每個通道對接收到的子脈沖模擬下變頻到中頻信號后經(jīng)過ADC數(shù)字量化；②對所有子脈沖全數(shù)字去斜后經(jīng)過時域搬移，最后在時域進行相干合成；③每個通道的數(shù)字本振(NCO)設(shè)置不同頻率和相位進行孔徑渡越時間的補償，確保每個通道輸出信號同頻同相；④對信號FFT處理，獲得目標分辨距離信息。處理框架如圖1所示。

圖1 信號處理框圖

1 回波信號處理

設(shè)發(fā)射的調(diào)頻步進信號表達式為

n=1,2…，N,(n-1)Tr≤t≤(n-1)Tr+Tp

(1)

式中，i=1,2,…,M,M為通道數(shù)；fc為載波頻率；Tp為子脈沖脈沖寬度；Tr為子脈沖重復(fù)周期；t為時間長度；Δf為步進頻率的大??；k為子脈沖線性調(diào)頻信號的調(diào)斜頻率；N為步進脈沖的個數(shù)。第i個通道的第n個調(diào)頻子脈沖經(jīng)距離R處的點目標反射后到達接收機的回波信號表達式為

(n-1)Tr+τi≤t≤(n-1)Tr+Tp+τi

(2)

其中，時延τi=Δ+αi，αi=dsinθ/c，d為陣元間距，θ為波束指向，其值與波束指向、陣元間距以及陣元號i有關(guān)。所有陣元的Δ是一樣的，為Δ=2R/c,即對于一個距離為R的靜止目標到參考陣元的延時。

第i個通道接收到第n調(diào)頻個子脈沖回波信號，與射頻本振進行模擬下變頻，得到第i個通道的第n個調(diào)頻子脈沖的中頻信號為

0≤t-(n-1)Tr-τi≤Tp,n=1,2,…,N

(3)

2 數(shù)字去斜處理

設(shè)全去斜參考信號為

0≤t-(n-1)Tr-τ0≤Tp_ref,n=1,2,…,N

(4)

其中τ0是Δ估計值。實際工程中可以通過窄帶信號的引導(dǎo)計算出大概的目標距離R0，從而求得τ0=2R/c，經(jīng)數(shù)字去斜處理并通過低通濾波器后得到的信號為

(5)

由式(5)可以得出，混頻去斜后的調(diào)頻子脈沖信號是一個與時延有關(guān)的單頻信號，即僅與目標距離有關(guān)，其中頻率和相位分別為

φi_n=2πfcαi+πk(τi2-τ02)

若不考慮孔徑渡越時間對接收信號的影響，每個通道的寬帶調(diào)頻步進信號的子脈沖與參考信號進行混頻去斜后得到的信號僅僅比前一個子脈沖多了一個由Δf/k決定的時間偏置。當步進頻率間隔等于子脈沖帶寬時，即Δf=k·Tp，且選取合適的采樣率fs，滿足fs·Tp為整數(shù)。此時，對于每個通道接收到的調(diào)頻步進信號，在混頻去斜后相鄰兩個子脈沖的相位完全連續(xù)。如果將前一個脈沖的時域回波延遲一定時間Tdelay，其中Tdelay=Δf/k，那么相鄰的兩個子脈沖回波在全去斜后能夠在時域完整地連接起來。按此方法，將所有子脈沖全去斜后再經(jīng)過時間延遲，最后在時域合成，因此第i通道回波信號經(jīng)處理后如下式：

3 數(shù)字下變頻處理

由式(6)看出，混頻去斜后的信號的頻率與相位均與通道數(shù)i有關(guān)。由于單元之間的延遲，若不進行時間補償，嚴重影響回波信號的合成效果，目標的檢測性能惡化。因此，在數(shù)字下變頻處理時，對每一個通道數(shù)字本振(NCO)的頻率和初相根據(jù)孔徑渡越時間設(shè)定為不同的值，這樣在與接收信號混頻時可以保證混頻后的信號同頻同相，進而可以對回波信號進行相參疊加。

設(shè)第i通道的NCO信號表達式為

(7)

其中τri=αi+τ0，因此混頻后可得

(8)

求得頻率為k(τ0-Δ)，與通道數(shù)i無關(guān)，相位為

(9)

該相位僅有第3項是與通道數(shù)有關(guān)。經(jīng)過計算，該項對不同通道的初相變化沒有大影響，相參疊加損失很小，可忽略該項。因此，最后的相位可表示為

(10)

由上兩式得出，下變頻后，不同通道的信號頻率和相位得到修復(fù)，可以實現(xiàn)相參疊加，實現(xiàn)了孔徑渡越時間的補償。

4 仿真分析及實際硬件系統(tǒng)的驗證

基于某寬帶中頻數(shù)字T/R組件進行硬件系統(tǒng)實驗驗證。該系統(tǒng)由8路發(fā)射通道和8路接收通道組成，產(chǎn)生5個子脈沖帶寬100 MHz的調(diào)頻步進信號。為驗證本文提出方法的有效性和工程可實現(xiàn)性，在理論仿真過程中，以兩個通道為例，仿真參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)表

以通道1為參考通道。在未對通道2 進行孔徑渡越時間補償時，經(jīng)過理論計算，求得兩通道信號頻率分別為92.22、92.54 kHz。由圖2、圖3也可以看出，信號的頻率不同，對信號疊加作脈壓后，如圖4，除了在目標位置100 km處出現(xiàn)了峰值，在99.97、100.02 km處出現(xiàn)柵瓣，高度與主瓣接近，嚴重影響目標檢測。

由圖5可以看出，對接收通道2作數(shù)字補償后信號處理后的頻率幾乎與接收通道1相同，對接收信號可以相參疊加。由圖6可以看出，經(jīng)過時域去斜補償后，對調(diào)頻步進信號脈壓處理，峰值只出現(xiàn)在目標處，檢測性能明顯得到改善。

圖2 接收通道1結(jié)果

圖3 接收通道2補償前結(jié)果

圖4 補償前脈壓結(jié)果

圖5 接收通道2補償后結(jié)果

5 結(jié)束語

本文以線陣相控陣雷達為例，針對信號帶寬受孔徑渡越時間限制的問題，提出一種基于時域去斜的解決辦法，對去斜后的子脈沖信號在時域進行時移并相干合成，最后使用數(shù)字本振調(diào)整頻率和相位來補償孔徑渡越時間，實現(xiàn)了靜止目標的精確檢測。仿真分析以及結(jié)合硬件系統(tǒng)驗證后，本文提出的方法可以有效改善寬帶調(diào)頻步進信號的合成效果，使得各接收通道的回波信號相參疊加，保證了相控陣雷達遠距離探測的威力。

圖6 補償后脈壓結(jié)果

[1] 文樹梁,袁起,毛二可,等. 寬帶相控陣雷達Stre-tch處理孔徑渡越時間數(shù)字補償技術(shù)[J]. 電子學(xué)報,2005,(06):961-964.

[2] Levanon Nadav, Mozeson Eli. Nulllifying ACF gra-ting lobes in stepped-frequency train of LFM pulses[J].IEEE Trans.on Aerospace and Electronic System,2003,39(2):694-703.

[3] Rabideau D J. Nonlinear Synthetic Wideband Wav-eforms[C].IEEE Radar conference. Piscataway. IEEE Press.2002:212-219.

[4] Lord R T, Inggs M R. High Resolution SAR Processing Using Stepped-Frequencies[C]. IGARSS 07 Proceedings. Piscataway. IEEE Press,1997:15-17.

[5] 張光義,趙玉潔.相控陣雷達技術(shù)[M].北京：電子工業(yè)出版社,2006.

[6] 劉海波,牛陽,任曉遠,等.基于chirp信號的寬頻帶相控陣雷達數(shù)字補償技術(shù)[J].北京理工大學(xué)學(xué)報,2016,36(9):966-969.

[7] 陳建康. 寬帶雷達數(shù)字化波形產(chǎn)生技術(shù)研究[D].西安電子科技大學(xué),2013.

[8] 陳新竹,吳潔,舒汀,等.基于子帶化的寬帶數(shù)字波束形成延時補償新方法[J].現(xiàn)代雷達,2016,12(12):27-30

[9] 周偉光,王建明,謝紀嶺,等. 一種孔徑渡越時間補償方法研究[J].現(xiàn)代雷達,2011,33(1):41-46.

A digital compensation method based on wideband stepped frequency chirp signals

ZHOU Xi-chen1, ZHANG Zhi-wu2, ZHAI Gang-yi2, LI Yun-fei2

(1. China Ship Research and Development Academy, Beijing 100101;2. No. 724 Research Institute of CSIC, Nanjing 211153)

In view of the problem that the aperture fill time is limited for the stepped frequency chirp signals (SFCS) in the application of the wideband phased array radars (PAR), the processing model of the SFCS in the linear broadband PAR is analyzed based on the time-domain de-chirp method. A solution is proposed based on the time-domain de-chirp method, in which the fully digital de-chirp operation is performed on each sub-pulse signal of the SFCS. According to the step interval value, the sub-pulse signals are shifted in the time domain and coherently synthesized after the de-chirp operation. Finally, the digital LO is used to adjust the frequencies and phases to compensate the aperture fill time. The method is verified to be effective and feasible through the theoretical analysis and simulation and the hardware system.

wideband PAR; aperture fill time; SFCS; de-chirp method; DDC

TN958.92

A

1009-0401(2017)04-0007-04

2017-09-18；

2017-10-23

周希辰(1960-)，男，研究員，研究方向：雷達總體；張志武(1992-)，男，碩士研究生，研究方向：信號與信息處理；翟剛毅(1978-)，男，研究員，研究方向：雷達信息處理；李云飛(1982-)，男，工程師，碩士，研究方向：雷達信號處理。