莊圣倫，黃文新，卜飛飛，宋玲

南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，南京 210016

變頻交流發(fā)電系統(tǒng)雙定子繞組異步發(fā)電機(jī)低載波比控制

莊圣倫，黃文新*，卜飛飛，宋玲

南京航空航天大學(xué) 自動(dòng)化學(xué)院，南京 210016

隨著多電全電飛機(jī)的發(fā)展，變頻交流(VFAC)電源發(fā)電系統(tǒng)已廣泛應(yīng)用于大型民用飛機(jī)之中。VFAC系統(tǒng)的主發(fā)電機(jī)具有功率大、基波頻率高的特點(diǎn)，而大功率器件的開(kāi)關(guān)頻率通常不高于5 kHz，因此，如何在有限載波比下保證輸出電壓波形質(zhì)量及動(dòng)態(tài)性能成為了研究的重點(diǎn)。基于雙定子繞組異步電機(jī)(DWIG)VFAC發(fā)電系統(tǒng)，利用特定次諧波消除脈寬調(diào)制法(SHEPWM)，針對(duì)不同的基波頻率段選擇不同的載波比，在保證波形質(zhì)量的同時(shí)做到開(kāi)關(guān)頻率最低。針對(duì)SHEPWM無(wú)法實(shí)時(shí)控制的問(wèn)題，采用磁鏈追蹤控制(FTTC)對(duì)SHEPWM調(diào)制進(jìn)行了改進(jìn)，保證了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能，仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了方法的正確和有效性。低載波比控制方法不僅可以應(yīng)用于變頻交流發(fā)電系統(tǒng)，而且同樣適用于中頻變換器等場(chǎng)合。

變頻交流系統(tǒng); 雙定子繞組發(fā)電機(jī)(DWIG); 特定次諧波消除PWM(SHEPWM);低載波比;磁鏈追蹤控制

隨著飛機(jī)的功能日益完善，用電量不斷增加，發(fā)展多電或全電飛機(jī)已經(jīng)成為了飛機(jī)發(fā)展的趨勢(shì)。將機(jī)械、液壓等傳動(dòng)機(jī)構(gòu)改成電傳機(jī)構(gòu)，不僅可以提高飛機(jī)的可靠性、可維護(hù)性和可操縱性，而且可以減輕飛機(jī)的重量。在大飛機(jī)供電系統(tǒng)中，由于加熱、照明等一系列對(duì)頻率不敏感的負(fù)載占總負(fù)載容量的50%以上，相較于恒頻交流電源發(fā)電系統(tǒng)，變頻交流(Variable Frequency AC,VFAC)電源已成為大飛機(jī)電源系統(tǒng)的一種優(yōu)秀方案，因此一些新研制的飛機(jī)，如歐洲的“陣風(fēng)”戰(zhàn)斗機(jī)、波音787飛機(jī)和空客A380等，都采用了這種供電系統(tǒng)[1-3]。

目前無(wú)刷三級(jí)式同步機(jī)是VFAC系統(tǒng)的主發(fā)電機(jī)，但是電機(jī)無(wú)刷化的代價(jià)是采用了復(fù)雜的轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，影響了電源系統(tǒng)的可靠性。而后，另一種正弦交流發(fā)電機(jī):雙定子繞組異步發(fā)電機(jī)(Dual-stator Winding Induction Generator,DWIG)引起了研究界的注意[4-6]，作為VFAC主發(fā)電機(jī)的一種可選方案。DWIG的轉(zhuǎn)子為普通籠型，結(jié)構(gòu)堅(jiān)固可靠，定子有兩套交流繞組：一套為功率繞組，輸出變頻交流電能；另一套為控制繞組，由電力電子變換器進(jìn)行控制。該發(fā)電系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了有功輸出與無(wú)功勵(lì)磁的獨(dú)立控制，表現(xiàn)出優(yōu)秀的動(dòng)靜態(tài)性能品質(zhì)。

近年來(lái)，已有學(xué)者針對(duì)DWIG變頻交流發(fā)電系統(tǒng)展開(kāi)了一系列的研究，文獻(xiàn)[7]提出一種適用于變頻交流系統(tǒng)的轉(zhuǎn)差頻率控制策略，文獻(xiàn)[8]研究了系統(tǒng)參數(shù)設(shè)計(jì)和優(yōu)化，文獻(xiàn)[9-12]分別研究了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)特性和穩(wěn)態(tài)特性，然而這些研究均沒(méi)有考慮到開(kāi)關(guān)頻率對(duì)于系統(tǒng)工作性能的影響。變頻交流系統(tǒng)中，以波音787為例，單臺(tái)發(fā)電機(jī)的用電功率高達(dá)250 kW，在容量達(dá)百千瓦功率等級(jí)的電能變換場(chǎng)合，需采用大功率的絕緣雙極型晶體管(IGBT)，其開(kāi)關(guān)特性決定開(kāi)關(guān)頻率在1～4 kHz之間，很少超過(guò)5 kHz，較低的開(kāi)關(guān)頻率使得開(kāi)關(guān)管損耗降低，有利于散熱系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，并且低開(kāi)關(guān)頻率可以削弱變流器對(duì)外部器件的電磁干擾[13]。變頻交流系統(tǒng)的基波范圍為360～800 Hz，隨著基波頻率的提高，調(diào)制波的載波比變小，如采用5 kHz開(kāi)關(guān)頻率的IGBT輸出基頻800 Hz，一個(gè)周期內(nèi)載波比僅略高于6，一般的異步調(diào)制(如空間電壓矢量調(diào)制)引入電機(jī)中的偶次諧波電流對(duì)發(fā)電系統(tǒng)的影響已不能忽略，除此以外，低載波比將會(huì)使波形質(zhì)量惡化，并帶來(lái)控制上的一系列困難[14-15]。綜上所述，有必要對(duì)系統(tǒng)的調(diào)制策略進(jìn)行研究。

特定次諧波消除脈寬調(diào)制法(Specific Harmonic Elimination Pulse-Width Modulation,SHEPWM)是工程上常用的低載波比調(diào)制手段，常用于軌道交通等大功率牽引場(chǎng)合[16]，其同步對(duì)稱(chēng)性可以保證系統(tǒng)在低載波比下獲得優(yōu)越的諧波抑制性能，因此可推廣應(yīng)用于VFAC場(chǎng)合。但SHEPWM不能直接應(yīng)用于高性能閉環(huán)控制，在一個(gè)周期內(nèi)多次變功率管的開(kāi)關(guān)角將會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)過(guò)流[13]。為解決上述問(wèn)題，德國(guó)的Holtz教授提出一種定子磁鏈軌跡跟蹤控制(Flux Trajectory Tracking Control，F(xiàn)TTC)技術(shù)[17-20]，實(shí)現(xiàn)了同步調(diào)制下的異步電機(jī)高性能閉環(huán)控制。此外，文獻(xiàn)[21-22]將其拓展到同步電機(jī)應(yīng)用場(chǎng)合。值得注意的是，上述文章均應(yīng)用于調(diào)速場(chǎng)合，且采用的是矢量控制策略，而本文研究的對(duì)象為發(fā)電場(chǎng)合，并采用轉(zhuǎn)差頻率控制。與調(diào)速系統(tǒng)不同，發(fā)電場(chǎng)合側(cè)重于穩(wěn)態(tài)波形質(zhì)量，且由于控制算法的區(qū)別，有必要分別對(duì)其穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能進(jìn)行分析。

本文首先分析了穩(wěn)態(tài)情況下控制繞組電壓的諧波特性，確定了在不同頻率下滿(mǎn)足輸出電壓穩(wěn)態(tài)要求的半周期開(kāi)關(guān)角次數(shù)；其次提出了轉(zhuǎn)差頻率下FTTC的控制策略，實(shí)現(xiàn)了不同載波比之間的平滑切換；最后在一臺(tái)15 kW樣機(jī)上搭建了基于DSP和FPGA的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了低載波比的SHEPWM在DWIG變頻交流發(fā)電系統(tǒng)中的可行性。

1 SHEPWM調(diào)制下DWIG發(fā)電系統(tǒng)諧波特性

圖1給出了DWIG發(fā)電系統(tǒng)框圖。發(fā)電機(jī)的控制繞組通過(guò)濾波電感L連接控制變換器(SEC)，控制變換器直流母線接有勵(lì)磁電容CcDc，可輸出高壓直流電，低壓蓄電池通過(guò)反并聯(lián)二極管D連接母線，在發(fā)電系統(tǒng)建壓過(guò)程中提供初始勵(lì)磁能量，當(dāng)發(fā)電電壓升高后二極管阻斷高壓。功率繞組為三相四線制，發(fā)電機(jī)出線端直接連接發(fā)電機(jī)勵(lì)磁電容組C，在提供部分勵(lì)磁無(wú)功的同時(shí)還具有輸出電壓濾波功能，ZA、ZB和ZC分別為三相負(fù)載。

SHEPWM通常通過(guò)查表法實(shí)現(xiàn)，具體做法為將不同調(diào)制比下的半周期開(kāi)關(guān)時(shí)刻離線算好，存于控制器的開(kāi)關(guān)表P(M,N)中，開(kāi)關(guān)表P(M,N)是調(diào)制比M和半周期開(kāi)關(guān)角個(gè)數(shù)N的函數(shù)。工作時(shí)，根據(jù)當(dāng)前輸出電壓的幅值決定調(diào)用P(M，N)表中哪組開(kāi)關(guān)角，然后根據(jù)當(dāng)前電壓矢量的位置決定逆變器開(kāi)關(guān)狀態(tài)。本文中，N的選取希望使得系統(tǒng)最高開(kāi)關(guān)頻率小于5 kHz，符合一般大功率器件的開(kāi)關(guān)頻率要求，同時(shí)需要使得VFAC系統(tǒng)輸出電壓諧波含量(Total Harmonic Distortion, THD)小于5%，滿(mǎn)足國(guó)軍標(biāo)要求。由于N的取值越大，消除的諧波次數(shù)越高，功率繞組輸出電壓波形質(zhì)量就越好，因此上述兩種情況分別決定了載波比選擇的上限和下限。功率繞組穩(wěn)態(tài)電壓諧波大小和兩個(gè)要素有關(guān)，一是控制繞組逆變器輸出電壓的諧波含量;二是發(fā)電系統(tǒng)拓?fù)涞挠绊懀旅鎻膬煞矫孢M(jìn)行分析。

圖1 雙定子繞組異步電機(jī)(DWIG)發(fā)電系統(tǒng)
Fig.1Dual-stator Winding Induction Generator(DWIG) generation system

1.1 調(diào)制波諧波特性

本文使用的是兩電平雙極性SHEPWM，其具有半周期奇對(duì)稱(chēng)和四分之一周期偶對(duì)稱(chēng)的特點(diǎn)，無(wú)偶次諧波。以N=3為例，典型的SHEPWM波形如圖2所示,N1、N2和N3表示四分之一周期內(nèi)開(kāi)關(guān)管的動(dòng)作時(shí)刻。

根據(jù)最優(yōu)諧波消除思想，對(duì)于三相對(duì)稱(chēng)系統(tǒng)，N次開(kāi)關(guān)共可以消除3N-2次的諧波。將SHEPWM在[0,T]上做傅里葉展開(kāi)可得

(1)

式中：

f(t)為關(guān)于角度和調(diào)制比的開(kāi)關(guān)函數(shù)，上橋臂導(dǎo)通時(shí)輸出1，否則為-1。

圖2 典型的SHEPWM調(diào)制波
Fig.2 Typical SHEPWM modulation wave

根據(jù)式(1)可分析任意調(diào)制比下的SHEPWM諧波含量。圖3給出了電壓諧波THD與調(diào)制比的關(guān)系圖，可看出，全調(diào)制比下3N+2次諧波始終占主導(dǎo)地位，其最大值在某些調(diào)制比下甚至高于基波，其次是3N+4次諧波和3N+10次諧波。以N=3為例，其主導(dǎo)諧波為11、13及19次，不含有5、7次諧波。隨著頻率的增加，回路阻抗迅速增加，因此更高次的諧波電壓所產(chǎn)生的影響基本可以忽略。

圖3 控制繞組SHEPWM電壓THD與調(diào)制比關(guān)系
Fig.3Relationship between control winding SHEPWM voltage THD and modulation ratio of SHEPWM

1.2 發(fā)電系統(tǒng)拓?fù)渲C波特性

以一臺(tái)DWIG樣機(jī)為例，電機(jī)參數(shù)見(jiàn)附錄A，其等效電路如圖4所示。

Rp分別為控制繞組、轉(zhuǎn)子及功率繞組電阻；ip、ic、ir及iL分別為功率繞組、控制繞組、轉(zhuǎn)子及負(fù)載電

首先分析系統(tǒng)空載的情況，此時(shí)系統(tǒng)在靜止坐標(biāo)下的狀態(tài)方程為

(2)

式中:

C=0 0 0 1

圖4 DWIG空載等效電路圖
Fig.4 DWIG equivalent circuit without load

可根據(jù)式(2)可繪制出不同轉(zhuǎn)速下(對(duì)應(yīng)轉(zhuǎn)子頻率分別為fz=400、500及600 Hz)控制繞組電壓Uc到功率繞組電壓Up的幅頻特性，如圖5所示。從圖5中看出，每條曲線均有兩個(gè)波峰，其中第1個(gè)波峰物理意義如下：當(dāng)定子頻率和轉(zhuǎn)子頻率相差較多時(shí)，轉(zhuǎn)差率較大，轉(zhuǎn)子回路等效阻抗很小，因此控制繞組電流絕大部分將流經(jīng)轉(zhuǎn)子，不經(jīng)過(guò)勵(lì)磁回路，此時(shí)感應(yīng)電勢(shì)很小，因而功率繞組側(cè)的電壓也很小，而當(dāng)定轉(zhuǎn)子頻率接近時(shí)，氣隙感應(yīng)電勢(shì)變大，功率繞組電壓隨之變大，當(dāng)定轉(zhuǎn)子頻率相同時(shí)控制繞組電壓可最大限度感應(yīng)至功率繞組側(cè)，因此該峰值位置隨轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速變化而改變。而第2個(gè)波峰是由功率繞組勵(lì)磁電容和電機(jī)電感諧振產(chǎn)生的，和轉(zhuǎn)子頻率基本無(wú)關(guān)。

圖5 輸入輸出電壓空載幅頻特性
Fig.5 Input-output voltage bode diagram without load

圖6 容性及感性負(fù)載的輸入輸出電壓伯德圖
Fig.6Input-output voltage Bode diagram with capacitive-load and inductive-load

下面分析系統(tǒng)帶載時(shí)穩(wěn)態(tài)特性。很顯然，系統(tǒng)帶阻性負(fù)載工作時(shí)的諧振峰值小于空載，因此不再單獨(dú)分析。當(dāng)負(fù)載為容性或感性時(shí)，仿照空載情況列寫(xiě)狀態(tài)方程，并繪制控制繞組電壓到功率繞組電壓的伯德圖。圖6給出了500 Hz下系統(tǒng)帶0.7功率因數(shù)感性負(fù)載或容性負(fù)載滿(mǎn)載工作時(shí)的幅頻特性曲線。

可以看出，容性負(fù)載極大地抑制了諧振峰值，這是因?yàn)槿菪载?fù)載與勵(lì)磁電容的并聯(lián)可以視作為純阻性負(fù)載與等效勵(lì)磁電容的并聯(lián)，而純阻性負(fù)載對(duì)諧振有阻尼作用。此外，感性負(fù)載使得系統(tǒng)諧振點(diǎn)和峰值均發(fā)生了變化，可總的來(lái)看，諧振峰值依然小于空載，且在高頻段與空載時(shí)幅頻特性相同。綜上所述，空載時(shí)發(fā)電系統(tǒng)拓?fù)涞闹C波衰減特性最為惡劣，如果N的選取可以使空載諧波達(dá)到設(shè)計(jì)指標(biāo)，則帶負(fù)載工作時(shí)一定滿(mǎn)足要求。

利用圖3及圖5，可計(jì)算得到不同調(diào)制比下功率繞組電壓THD隨基波頻率f變化的曲線簇。圖7給出了N=3和N=5時(shí)的功率繞組電壓THD曲線。

圖7 功率繞組電壓THD與調(diào)制比及轉(zhuǎn)速的關(guān)系
Fig.7Relationship among power winding voltage THD modulation ratio and rotor speed

由圖7可得本文的半周期開(kāi)關(guān)角選取方式。為了保證系統(tǒng)諧波特性滿(mǎn)足要求時(shí)開(kāi)關(guān)頻率最低，當(dāng)基波頻率處于最低工作頻率360 Hz時(shí)，令N=5，此時(shí)功率繞組THD的理論最大值不到1.7%，隨著基波頻率的提升，在430 Hz以上，選擇N=3，此時(shí)穩(wěn)態(tài)THD的最大值略小于4%,可以滿(mǎn)足系統(tǒng)要求。從開(kāi)關(guān)頻率的角度來(lái)看，N選取3或5時(shí)，430 Hz基波頻率下的開(kāi)關(guān)頻率分別為2 580 Hz和4 300 Hz，同樣符合開(kāi)關(guān)頻率的范圍要求，因此切換頻率的選擇是合理的。

1.3 仿真驗(yàn)證

利用MATLAB對(duì)不同載波比下的功率繞組電壓進(jìn)行仿真驗(yàn)證，圖8及圖9分別給出了N=3，基波頻率f=430 Hz及N=5，基波頻率f=360 Hz下功率繞組空載電壓波形及其對(duì)應(yīng)的THD。Upa、Upb和Upc分別為功率繞組A、B和C三相電壓。仿真得到的THD略大于圖7中的值，這是因?yàn)樯衔姆治鯰HD時(shí)忽略了高次諧波的影響，但兩者大小相似。仿真結(jié)果表明本文的半周期開(kāi)關(guān)角選擇可以滿(mǎn)足電壓THD指標(biāo)。

圖8 f=430 Hz，N=3下功率繞組電壓波形及THD
Fig.8Power winding voltage waveform and THD with stator frequency f=430 Hz, and N=3

2 SHEPWM調(diào)制下DWIG閉環(huán)控制系統(tǒng)

2.1 DWIG轉(zhuǎn)差頻率控制策略

圖9 f=360 Hz，N=5下功率繞組電壓波形及THD
Fig.9Power winding voltage waveform and THD with stator frequency f=360 Hz, and N=5

圖10 DWIG轉(zhuǎn)差頻率控制策略
Fig.10 DWIG V/F control diagram

DWIG轉(zhuǎn)差頻率控制本質(zhì)上是對(duì)系統(tǒng)有功和無(wú)功的直接控制。穩(wěn)態(tài)工作時(shí)，發(fā)電系統(tǒng)輸入輸出有功分量保持平衡，控制繞組母線電壓恒定。當(dāng)功率繞組突加負(fù)載時(shí)，由于系統(tǒng)消耗有功增加，功率平衡被打破，母線電壓隨之降低，而異步電機(jī)的轉(zhuǎn)差率與轉(zhuǎn)矩成正比關(guān)系，拉開(kāi)電機(jī)轉(zhuǎn)差可以迅速增大系統(tǒng)有功輸出，恢復(fù)輸入輸出功率平衡，使得母線電壓重新恒定。功率繞組電壓的幅值與電機(jī)勵(lì)磁無(wú)功相關(guān)，當(dāng)功率繞組電壓幅值跌落時(shí)，通過(guò)增大勵(lì)磁無(wú)功使得輸出電壓幅值恢復(fù)。該方法兼顧了快速性和穩(wěn)態(tài)性能，取得了良好的實(shí)驗(yàn)效果。下文將討論調(diào)制策略從SVPWM變成SHEPWM后帶來(lái)的影響。

2.2 SHEPWM閉環(huán)控制存在的問(wèn)題

(3)

(4)

而系統(tǒng)從零時(shí)刻起一直按P(2)組開(kāi)關(guān)角工作對(duì)應(yīng)的優(yōu)化磁鏈軌跡2為

(5)

(6)

式(6)表示的磁鏈直流偏置分量將引起三相電流產(chǎn)生相應(yīng)的直流偏置，高性能系統(tǒng)需要不斷更改調(diào)制比M，誤差的累積將會(huì)造成磁鏈軌跡偏離穩(wěn)態(tài)優(yōu)化軌跡，從而導(dǎo)致電流軌跡偏離、發(fā)生過(guò)流，所以，SHPWM調(diào)制不能直接應(yīng)用于實(shí)時(shí)控制。

2.3 FTTC控制與載波比切換

磁鏈追蹤控制(FTTC)的本質(zhì)是一種磁鏈閉環(huán)控制，通過(guò)計(jì)算當(dāng)前磁鏈和優(yōu)化磁鏈之間的誤差，實(shí)時(shí)修正最優(yōu)開(kāi)關(guān)角的時(shí)刻，即令開(kāi)關(guān)角延時(shí)或提前開(kāi)通，使實(shí)際磁鏈ψs跟隨期望的優(yōu)化磁鏈ψss，從而消除動(dòng)態(tài)調(diào)制誤差d(t)，避免過(guò)流。

由于變頻交流系統(tǒng)中電機(jī)轉(zhuǎn)速較高，因此在計(jì)算磁鏈時(shí)可忽略定子電阻上的壓降。以A相為例，設(shè)t1時(shí)刻開(kāi)始系統(tǒng)切換為最優(yōu)電壓ussa(ωt)，則優(yōu)化磁鏈的表達(dá)式為

(7)

(8)

每一個(gè)不同的調(diào)制比對(duì)應(yīng)的初始偏置總是不同的，且從式(8)看出，該值大小與基波頻率相關(guān)。為方便使用，可以將額定頻率下初始偏置制成開(kāi)關(guān)表。當(dāng)基波頻率改變時(shí)，磁鏈偏置需要乘以相應(yīng)的比例系數(shù)進(jìn)行修正。修正系數(shù)為：k=f1/f，f1為額定頻率，f為當(dāng)前頻率。

實(shí)際磁鏈可簡(jiǎn)化為輸出相電壓的積分：

(9)

結(jié)合式(6)～式(9)可求出A相磁鏈動(dòng)態(tài)調(diào)制誤差。同理可得B、C相的動(dòng)態(tài)誤差，再通過(guò)式(10)求出單個(gè)控制周期內(nèi)每次開(kāi)通或關(guān)斷時(shí)最優(yōu)電壓矢量需要修正的大小，其中Na、Nb、Nc為單位控制周期內(nèi)各相對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)次數(shù)，da、db、dc為每相磁鏈動(dòng)態(tài)誤差：

(10)

以A相為例，當(dāng)da為正時(shí)，表示橋臂上開(kāi)關(guān)管需要多開(kāi)通ΔTa(θ)，反之則下橋臂多開(kāi)通ΔTa(θ)。圖11給出了一次控制周期內(nèi)的修正示意圖，設(shè)相鄰兩個(gè)控制周期內(nèi)(T(k-1)和T(k))的修正量ΔTa(k-1)(θ)為正，ΔTa(k)(θ)為負(fù)，實(shí)線表示未經(jīng)修正的最優(yōu)開(kāi)關(guān)角度，虛線表示修正后的開(kāi)關(guān)角度。在修正過(guò)程中，必須滿(mǎn)足補(bǔ)償后的開(kāi)關(guān)角依然保持θk+1>θk，如果需要修正的量超過(guò)這一限制，則延至下一控制周期進(jìn)行操作。

圖11 開(kāi)關(guān)角修正示意圖
Fig.11 Switching angle revision diagram

圖12 載波比從5變化至3時(shí)磁鏈軌跡追蹤過(guò)程
Fig.12Flux tracing process when carrier ratio changes from 5 to 3

上述磁鏈追蹤方法同樣也可應(yīng)用于載波比切換的場(chǎng)合。圖12給出了載波比變化時(shí)優(yōu)化磁鏈軌跡的追蹤過(guò)程，其中前四分之一周期部分表示N=5時(shí)的優(yōu)化磁鏈軌跡，之后在四分之一周期處載波比切換為N=3。可以看到，跳變點(diǎn)處兩個(gè)軌跡存在穩(wěn)態(tài)誤差。在FTTC作用下，該誤差被平均分布到一個(gè)控制周期中，實(shí)現(xiàn)了磁鏈的平滑過(guò)渡。

2.4 轉(zhuǎn)差頻率控制的FTTC發(fā)電系統(tǒng)

矢量控制與FTTC結(jié)合的最大的問(wèn)題是如何得到平穩(wěn)的基波電壓u*。一般而言電流調(diào)節(jié)器的輸出中含有較大諧波，計(jì)算得到的參考電壓無(wú)法直接應(yīng)用于SHEPWM，為解決上述問(wèn)題，文獻(xiàn)[19]及文獻(xiàn)[21]采用了自控電機(jī)法構(gòu)建了基波電流觀測(cè)器。然而在轉(zhuǎn)差頻率控制中，調(diào)節(jié)器直接輸出了轉(zhuǎn)差頻率和定子電壓幅值。由于轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速在單控制周期中基本不變，轉(zhuǎn)差頻率相對(duì)轉(zhuǎn)子頻率是很小的值，因此定子頻率相當(dāng)平穩(wěn)。此外，定子電壓幅值也可以直接轉(zhuǎn)換為調(diào)制比，這種優(yōu)點(diǎn)使得閉環(huán)控制變得相當(dāng)簡(jiǎn)單。只需在圖10所示轉(zhuǎn)差頻率控制基礎(chǔ)上，將調(diào)節(jié)量轉(zhuǎn)換為調(diào)制比M與電壓相角θ，最后通過(guò)SHEPWM及FTTC策略控制變換器各橋臂開(kāi)關(guān)序列，實(shí)現(xiàn)閉環(huán)控制。據(jù)此可以得到系統(tǒng)控制框圖如圖13所示。

圖13 SHEPWM調(diào)制下的轉(zhuǎn)差頻率控制框圖
Fig.13Diagram for V/F control with SHEPWM modulation

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

SHEPWM的實(shí)現(xiàn)需要大量并行的邏輯運(yùn)算，而DSP對(duì)數(shù)據(jù)是串行處理，這將會(huì)消耗大量片上資源，甚至影響正常的系統(tǒng)控制。為解決上述問(wèn)題，本文采用Altera公司EP4CE15型FPGA與TM28335相結(jié)合的方法，由DSP負(fù)責(zé)采樣并計(jì)算定子頻率和幅值，而FPGA則負(fù)責(zé)完成SHEPWM的發(fā)送和FTTC功能，兩者通過(guò)SPI進(jìn)行通訊。每個(gè)DSP控制周期內(nèi)，新的調(diào)制比和頻率從DSP發(fā)送給FPGA，F(xiàn)PGA根據(jù)調(diào)制比選擇開(kāi)關(guān)表，并將頻率通過(guò)積分轉(zhuǎn)化為當(dāng)前開(kāi)關(guān)角度，F(xiàn)TTC模塊在高速全局時(shí)鐘作用下迅速計(jì)算當(dāng)前調(diào)制比對(duì)應(yīng)的優(yōu)化磁鏈，并與實(shí)時(shí)磁鏈進(jìn)行比較，根據(jù)當(dāng)前DSP控制周期內(nèi)開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)次數(shù)和磁鏈差值實(shí)時(shí)修正開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)時(shí)刻，最后經(jīng)過(guò)死區(qū)模塊對(duì)外輸出IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。圖14給出了FPGA和DSP中系統(tǒng)邏輯框圖。

為驗(yàn)證DWIG發(fā)電系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能，以一臺(tái)15 kW樣機(jī)為例，圖15(a)、圖15(b)和圖16(a)、圖16(b)分別給出了N=3，f=430 Hz和N=5，f=360 Hz時(shí)的空載穩(wěn)態(tài)波形及相應(yīng)的THD。電機(jī)的參數(shù)見(jiàn)附錄A。

圖14 FPGA及DSP邏輯框圖
Fig.14 FPGA and DSP’s logic diagram

圖15 N=3, f=430 Hz下系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形(2 ms/div)
Fig.15Steady state waveform with N=3, and f=430 Hz (2 ms/div)

圖15(a)及圖16(a)中，示波器1通道Upa為功率繞組A相電壓(200 V/div)；2通道Ucdc為母線電壓(200 V/div)；3通道Ica為控制繞組A相電流(50 A/div)； 4通道ILa為負(fù)載A相電流(80 A/div)；圖15(b)及圖16(b)為功率繞組電壓THD。穩(wěn)態(tài)時(shí)，控制繞組電流和功率繞組電壓相位之差近似成90°關(guān)系，且由THD的實(shí)驗(yàn)結(jié)果可見(jiàn)，基波電壓有效值為115 V左右，當(dāng)N=3時(shí)，功率繞組電壓最低次諧波為11次，THD為4.475%，而當(dāng)N=5時(shí)，最低次諧波為17次，功率繞組電壓THD為2.156%，兩者均滿(mǎn)足設(shè)計(jì)指標(biāo)。

為驗(yàn)證發(fā)電系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能，圖17和圖18分別給出了N=3，f=430 Hz和N=5，f=360 Hz時(shí)的突加突卸載波形，各通道對(duì)應(yīng)的波形含義與圖15(a)，圖16(a)一致。負(fù)載為三相對(duì)稱(chēng)阻性負(fù)載，每相電阻為4.1 Ω。由于阻性負(fù)載并沒(méi)有直接影響電機(jī)的勵(lì)磁無(wú)功，因此功率繞組電壓基本保持不變，加卸載對(duì)母線電壓造成了約60 ms的動(dòng)態(tài)時(shí)間。該值小于美軍標(biāo)MIL-STD-407F對(duì)于航空電源動(dòng)態(tài)恢復(fù)時(shí)間80 ms的要求。

圖19給出了基波頻率f=430 Hz左右調(diào)制比從N=5切換至N=3時(shí)的空載波形。圖19(b)為圖19(a)在切換點(diǎn)的細(xì)節(jié)展開(kāi)圖。從圖中可見(jiàn)，系統(tǒng)平穩(wěn)切換，電流基本無(wú)沖擊，輸出電壓保持不變。

通過(guò)上述穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)可知，F(xiàn)TTC+轉(zhuǎn)差頻率控制策略在變頻交流發(fā)電系統(tǒng)中可以取得良好的效果。

圖16 N=5, f=360 Hz下系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)波形(2 ms/div)
Fig.16Steady state waveform with N=5, and f=360 Hz (2 ms/div)

圖17N=3, f=430 Hz下系統(tǒng)動(dòng)態(tài)波形 (10 ms/div)
Fig.17Dynamic waveform with N=3, and f=430 Hz (10 ms/div)

圖18N=5, f=360 Hz下系統(tǒng)動(dòng)態(tài)波形 (10 ms/div)
Fig.18Dynamic waveform with N=5, and f=360Hz (10 ms/div)

圖19f=430 Hz附近調(diào)制比從N=5切換至 N=3的空載波形
Fig.19 Waveform without load of when carrier ratio change from N=5 to N=3 and fundamental frequency is near f=430 Hz

4 結(jié) 論

1) 通過(guò)不同轉(zhuǎn)速下選擇合適的載波比，DWIG發(fā)電系統(tǒng)可在同步調(diào)制下實(shí)現(xiàn)良好的穩(wěn)態(tài)諧波性能，極大地降低了開(kāi)關(guān)頻率。

2) 同步調(diào)制下，通過(guò)采用FTTC策略，轉(zhuǎn)差頻率加負(fù)載前饋控制可以應(yīng)用于變頻交流發(fā)電系統(tǒng)的實(shí)時(shí)控制中，其動(dòng)態(tài)性能可以滿(mǎn)足航空電源系統(tǒng)的要求，且在載波比切換場(chǎng)合可以實(shí)現(xiàn)平穩(wěn)過(guò)度。

[1] 程國(guó)華. 大型民用飛機(jī)電源系統(tǒng)的現(xiàn)狀與發(fā)展[J]. 民用飛機(jī)設(shè)計(jì)與研究，2008，4(1)： 1-5.

CHENG G H. The current situation and development of large civil aircraft power system[J]. Civil Aircraft Design and Research, 2008, 4(1): 1-5(in Chinese).

[2] ABANSAL R, BHATTI T, KOTHARI D. Bibliography on the application of induction generators in nonconventional energy systems[J]. IEEE Transactions on Energy Conversion, 2003, 18(3) : 433-439.

[3] ELBULUK M, KANKAN M. Potential starter/generator technologies for future aerospace applications[J]. IEEE Aerospace & Electronic Systems Magazine, 1997, 12(5): 24-31.

[4] MA W M, WANG D, ZHANG B. A high speed induction generator based on power integration techniques[C]∥Industry Applications Conference, 2005: 2272-2279.

[5] OJO O, DAVIDSON I. PWM-VSI inverter-assisted stand-alone dual stator winding induction generator[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2000, 36(6): 1604-1611.

[6] BU F F, HU Y W, HUANG W X, et al. Wide-speed-range-operation dual stator-winding induction generator DC generating system for wind power applications[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2015,30(2): 561-573.

[7] BU F F, HUANG W X, HU Y W. A stand-alone dual stator-winding induction generator variable frequency AC power system[J]. IEEE Transaction on Power Electronics, 2012, 27(1): 10-13.

[8] 劉陵順,胡育文,黃文新. 變速運(yùn)行的雙繞組感應(yīng)發(fā)電機(jī)電磁優(yōu)化設(shè)計(jì)[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)，2006，26(3)：125-130.

LIU L S, HU Y W, HUANG W X. Optimal design of dual stator-winding induction generator Operating with variable speed[J]. Proceedings of the CSEE, 2006, 26(3): 125-130 (in Chinese).

[9] LI Y, HU Y W, HUANG W X. The capacity optimization for the static excitation controller of the dual-stator-winding induction generator operating in a wide speed range[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009, 56(2): 530-541.

[10] BU F F, HU Y W, HUANG W X. Parameters design and static performance of dual stator-winding induction generator variable frequency AC generating system with inductive and capacitive loads[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(8): 3902-3914.

[11] 莊圣倫, 黃文新. 定子雙繞組異步發(fā)電機(jī)航空變頻交流發(fā)電系統(tǒng)不對(duì)稱(chēng)運(yùn)行性能分析[J]. 航空學(xué)報(bào), 2014, 35(12): 3416-3424.

ZHUANG S L, HUANG W X. Asymmetric operation performance for variable frequency AC generation system based on dual stator-winding induction generator[J]. Acta Aeronautica et Astronautica Sinica, 2014, 35(12): 3416-3424 (in Chinese).

[12] 史經(jīng)奎,卜飛飛. 基于定子雙繞組異步發(fā)電機(jī)的交直流混合發(fā)電系統(tǒng)[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào),2016, 31(2): 38-46.

SHI J K, BU F F. AC&DC hybrid power supply system based on dual stator-winding induction generator[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(2): 38-46 (in Chinese).

[13] 伍小杰, 袁慶慶. 基于復(fù)矢量調(diào)節(jié)器的低開(kāi)關(guān)頻率同步電機(jī)控制[J]. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2012, 32(2): 124-129.

WU X J, YUAN Q Q. A novel complex state current controller for synchronous motor at very low switching frequency[J]. Proceedings of the CSEE，2012, 32(2):124-129 (in Chinese).

[14] 馬小亮．概述低開(kāi)關(guān)頻率 PWM 變頻的問(wèn)題及解決辦法 [J]. 電氣傳動(dòng), 2009,39(5): 3-9.

MA X L. Problems and solutions of low frequency PWM inverters-an overview[J]. Electric Drive, 2009,39(5):3-9 (in Chinese).

[15] OIKONMOU N. Control of medium-voltage drives at very low switching frequency[M]．Wupperta：Logos Verlag, 2008: 3-8．

[16] 王琛?。蠊β式涣麟娏C(jī)車(chē)脈寬調(diào)制方法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2012,27(2): 173-178.

WANG C C. Research on the PWM method of high power AC electrical locomotive[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(2): 173-178 (in Chinese).

[17] OIKONOMOU N. Closed-loop control of medium-voltage drives operated with synchronous optimal pulsewidth modulation [J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 44(1): 115-123.

[18] JOACHIM H. Fast dynamic control of medium voltage drives operating at very low switching frequency-an Overview[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 44(3): 1005-1013.

[19] JOACHIM H. Estimation of the fundamental current in low switching frequency high-dynamic medium voltage drives[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2008, 44(5): 1597-1605.

[20] JOACHIM H. Synchronous optimal pulsewidth modulation and stator flux trajectory control for medium-voltage drives[J]. IEEE Transactions on Industrial Applications, 2007, 43(2): 600-608.

[21] 符曉. 電勵(lì)磁同步電機(jī)低開(kāi)關(guān)頻率控制技術(shù)研究[D].徐州: 中國(guó)礦業(yè)大學(xué), 2011.

FU X. Control of electrical excited synchronous machine at low switching frequency[D]. Xuzhou: China University of Mining and Technology, 2011 (in Chinese).

[22] 袁慶慶. 雙三電平PWM變頻器低開(kāi)關(guān)頻率關(guān)鍵技術(shù)研究[D]. 徐州:中國(guó)礦業(yè)大學(xué), 2014.

YUAN Q Q. Study on the back to back three-level PWM converter with a low switching frequency[D]. Xuzhou: China University of Mining and Technology, 2014 (in Chinese).

附錄A 電機(jī)參數(shù)

參數(shù)符號(hào)取值功率繞組額定功率PpN/kW15功率繞組額定相電壓有效值UpN/V115極對(duì)數(shù)p3額定頻率fN/Hz400功率繞組電阻rp/pu0．0083功率繞組漏抗Xσp/pu0．087控制繞組電阻rc/pu0．0094控制繞組濾波電抗Xσc/pu0．613轉(zhuǎn)子電阻rr/pu0．0063轉(zhuǎn)子漏抗Xσr/pu0．058勵(lì)磁電抗Xm/pu1．506

Lowcarrierratiocontrolofdual-statorwindinginductiongeneratorforvariablefrequencyACsystem

ZHUANGShenglun,HUANGWenxin*,BUFeifei,SONGLing

CollegeofAutomationEngineering,NanjingUniversityofAeronauticsandAstronautics,Nanjing210016,China

Withthedevelopmentofmoreelectric/allelectricaircraft,VariableFrequencyACGenerationSYSTEM(VFACSYSTEM)hasbeenwidelyusedinlargecivilaircraft.Inthispaper,theVFACgeneratorsystembasedontheDual-StatorWindingInductionGenerator(DWIG)isdiscussed,whichhasthefeatureofhighpoweroutputpersinglegeneratorandhighfundamentalfrequency.Generally,theswitchingfrequencyofthehighpowerdevicedoesnotexceed5kHz,sohowtoensurethequalityofthesystemoutputvoltageandthedynamicperformancewithlimitedcarrierratiobecomesthefocusofthestudy.Inthispaper,theSpecificHarmonicEliminationPulse-WidthModulation(SHEPWM)isadoptedandthecarrierratiochangeswithdifferentfundamentalfrequencyrange,thusthesystem’sswitchinglossislimitedwhiletheoutputvoltage’squalityremainsgood.AsSHEPWMdoesnothavethefunctionofreal-timecontrol,FluxTrajectoryTracingControl(FTTC)isadoptedtoimproveslip-frequencycontrol.Simulationandexperimentprovethecorrectnessandeffectivenessofthemethodproposed,whichcanbealsousedformediumfrequencyinverter.

VFACsystem;Dual-StatorWindingInductionGenerator(DWIG);SpecificHarmonicEliminationPWM(SHEPWM);lowcarrierratio;fluxtrajectorytracingcontrol

2017-03-14；

2017-04-12；

2017-05-04；Publishedonline2017-05-181116

URL：http://hkxb.buaa.edu.cn/CN/html/20171223.html

s：NationalNaturalScienceFoundationofChina(51277095,51507079);AeronauticalScienceFoundationofChina(2016ZC52020)

.E-mailHuangwx@nuaa.edu.cn

http://hkxb.buaa.edu.cnhkxb@buaa.edu.cn

10.7527/S1000-6893.2017.321242

2017-03-14；退修日期2017-04-12；錄用日期2017-05-04；網(wǎng)絡(luò)出版時(shí)間2017-05-181116

http://hkxb.buaa.edu.cn/CN/html/20171223.html

國(guó)家自然科學(xué)基金(51277095，51507079); 航空科學(xué)基金(2016ZC52020)

.E-mailHuangwx@nuaa.edu.cn

莊圣倫，黃文新，卜飛飛，等.變頻交流發(fā)電系統(tǒng)雙定子繞組異步發(fā)電機(jī)低載波比控制J. 航空學(xué)報(bào)，2017,38(12):321242.ZHUANGSL,HUANGWX,BUFF,etal.Lowcarrierratiocontrolofdual-statorwindinginductiongeneratorforvariablefrequencyACsystemJ.ActaAeronauticaetAstronauticaSinica,2017,38(12):321242.

TM354

A

1000-6893(2017)12-321242-11

蘇磊)