，

(陸軍勤務(wù)學(xué)院 軍事物流系，重慶 401311)

MCU+DSP的LFMCW雷達(dá)信號(hào)處理系統(tǒng)設(shè)計(jì)*

王斯盾，劉鵬

(陸軍勤務(wù)學(xué)院 軍事物流系，重慶 401311)

提出了一種基于C8051F120+TMS320F28335的LFMCW雷達(dá)信號(hào)處理系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案。該方案以C8051F120為信號(hào)采集核心，生成調(diào)制電壓信號(hào)，驅(qū)動(dòng)雷達(dá)傳感器產(chǎn)生差頻信號(hào)，并對(duì)差頻信號(hào)進(jìn)行信號(hào)調(diào)理與采集。以TMS320F28335為信號(hào)處理核心，嵌入基于相頻匹配的頻率估計(jì)算法對(duì)差頻信號(hào)進(jìn)行處理，得到測(cè)量距離。在線實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，系統(tǒng)各功能模塊工作正常，相頻匹配算法測(cè)量精度較高。

LFMCW；信號(hào)處理；C8051F120；TMS320F28335

引 言

線性調(diào)頻連續(xù)波(Linear Frequency Modulated Continuous Wave，LFMCW)雷達(dá)具有最小測(cè)量距離近、測(cè)量精度高、受自然環(huán)境影響小等特性，廣泛應(yīng)用于液位測(cè)量、無(wú)人駕駛、警戒監(jiān)控等領(lǐng)域[1]。近年來(lái)大量學(xué)者從時(shí)域[2]、頻域[3]、時(shí)頻分析[4]等多個(gè)角度研究了LFMCW雷達(dá)信號(hào)處理算法，但是限于實(shí)驗(yàn)條件，大部分算法難以在線實(shí)驗(yàn)。現(xiàn)有的雷達(dá)信號(hào)處理系統(tǒng)主要基于DSP、FPGA或MCU。其中DSP具有較強(qiáng)的浮點(diǎn)運(yùn)算能力，能夠運(yùn)行復(fù)雜算法，但是外設(shè)驅(qū)動(dòng)能力較弱，同時(shí)完成系統(tǒng)控制和信號(hào)采集與處理將大大削弱其運(yùn)算能力。FPGA外設(shè)資源豐富，但不具備浮點(diǎn)運(yùn)算能力，較難運(yùn)行復(fù)雜算法。MCU同樣具有豐富外設(shè)，但是運(yùn)算能力弱，無(wú)法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜算法。

針對(duì)LFMCW雷達(dá)的研究現(xiàn)狀，本文提出了一種MCU+DSP雙核構(gòu)架的方案，充分利用MCU外設(shè)豐富、DSP浮點(diǎn)運(yùn)算能力強(qiáng)的特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了雷達(dá)信號(hào)處理系統(tǒng)，解決精度較高、運(yùn)算量較大的信號(hào)處理算法難以在線實(shí)驗(yàn)的問(wèn)題；并在詳細(xì)設(shè)計(jì)了雷達(dá)系統(tǒng)硬件電路的基礎(chǔ)上，采用目前測(cè)距精度較高的算法進(jìn)行了測(cè)距實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 LFMCW雷達(dá)測(cè)距原理及系統(tǒng)方案

1.1 LFMCW雷達(dá)測(cè)距原理

在調(diào)制信號(hào)為三角波的情況下，LFMCW雷達(dá)發(fā)射信號(hào)、回波信號(hào)時(shí)頻圖如圖1所示。

圖1 發(fā)射信號(hào)、回波信號(hào)時(shí)頻圖

圖1中B為調(diào)頻帶寬，T為調(diào)頻周期，τ為發(fā)射信號(hào)與回波信號(hào)的時(shí)延，f0為差頻信號(hào)頻率。由圖1中的三角關(guān)系可得[5]：

由雷達(dá)原理可知：

其中R為測(cè)量距離，c為電磁波速度。將式(2)代入式(1)，得到雷達(dá)測(cè)距公式：

由式(3)可知，只要得到差頻信號(hào)頻率，就可以計(jì)算出雷達(dá)測(cè)量的距離。

1.2 LFMCW雷達(dá)信號(hào)處理系統(tǒng)方案

設(shè)計(jì)采用MCU+DSP雙核架構(gòu)，系統(tǒng)方案如圖2所示。以單片機(jī)信號(hào)采集核心，以DSP為信號(hào)處理核心。單片機(jī)實(shí)現(xiàn)調(diào)制信號(hào)生成、差頻信號(hào)調(diào)理與采集等功能；DSP實(shí)現(xiàn)測(cè)距算法、串口通信等功能。單片機(jī)與DSP之間采用高速SPI通信。

圖2 LFMCW雷達(dá)系統(tǒng)方案

圖3 調(diào)制信號(hào)電壓與發(fā)射頻率曲線

射頻前端部分采用國(guó)產(chǎn)某新型高性能24 GHz LFMCW雷達(dá)傳感器，其VCO調(diào)制信號(hào)電壓與發(fā)射頻率曲線由圖3所示。當(dāng)調(diào)制信號(hào)電壓在1.20～2.46 V之間時(shí)，發(fā)射信號(hào)線性度較好，發(fā)射頻率為24.040～24.505 GHz，調(diào)頻帶寬B為465 MHz。

MCU選用C8051F120，片內(nèi)集成了兩個(gè)12位的DAC，最高輸出頻率50 kHz，可以使用相位累加算法，通過(guò)自定義函數(shù)表產(chǎn)生任意高精度的周期信號(hào)。同時(shí)C8051F120還集成了12位ADC，轉(zhuǎn)換速率可編程控制，最大可達(dá)到100 ksps。

DSP選用TMS320F28335，其主頻為150 MHz，具有浮點(diǎn)處理單元，片內(nèi)RAM為34K×16bit，片內(nèi)Flash為256K×16bit,能夠滿足測(cè)距算法浮點(diǎn)計(jì)算的需要。

2 系統(tǒng)設(shè)計(jì)

2.1 調(diào)制信號(hào)產(chǎn)生模塊

雷達(dá)前端壓控振蕩器(VCO)一般具有非線性特性，利用標(biāo)準(zhǔn)三角波作為調(diào)制信號(hào)輸出的連續(xù)波頻率往往不成線性變化。為了改善VCO輸出信號(hào)的線性度，需要對(duì)雷達(dá)前端進(jìn)行開(kāi)環(huán)校正或閉環(huán)校正。工程中普遍采用開(kāi)環(huán)校正，即根據(jù)圖3所示的調(diào)制信號(hào)電壓與發(fā)射頻率的關(guān)系，采用非線性的調(diào)制電壓信號(hào)驅(qū)動(dòng)雷達(dá)傳感器，抵消VCO 的非線性影響[6-7]。

設(shè)計(jì)采用C8051F120片內(nèi)DAC，運(yùn)用直接數(shù)字頻率合成(DDS)的原理，將經(jīng)過(guò)非線性校正的三角波波形數(shù)據(jù)存儲(chǔ)到存儲(chǔ)器中，調(diào)用生成調(diào)制信號(hào)。波形產(chǎn)生主要調(diào)用三個(gè)部分：累加器、定時(shí)器和存儲(chǔ)器。每次調(diào)用定時(shí)器時(shí)，相位累加器的值增加一個(gè)PHASE_ADD，同時(shí)在存儲(chǔ)器中查表尋找下一個(gè)DAC輸出值。PHASE_ADD的大小根據(jù)下式計(jì)算得出：

式中，F(xiàn)為三角波頻率，fs是DAC的采樣速率。

DDS輸出信號(hào)的頻譜里一般包含理想輸出頻率、高頻干擾和DDS數(shù)字雜散，因此需要進(jìn)行濾波處理[8]。DAC 生成的三角波信號(hào)首先經(jīng)過(guò)低通濾波器(LPF)，濾除其中的高頻干擾，然后利用放大器OP284將信號(hào)進(jìn)放大。放大電路的輸出直接作為雷達(dá)傳感器的調(diào)制信號(hào)輸入，其電路如圖4所示。

圖4 調(diào)制信號(hào)濾波電路原理圖

2.2 信號(hào)采集模塊

由雷達(dá)方程可知，LFMCW雷達(dá)測(cè)量的距離與差頻信號(hào)的功率成四次方的關(guān)系，當(dāng)測(cè)量距離較遠(yuǎn)時(shí)，有用信號(hào)往往被淹沒(méi)在噪聲信號(hào)之中[9]。此外，差頻信號(hào)中還有固定頻率的三角波調(diào)幅信號(hào)干擾，直接進(jìn)行頻率估計(jì)誤判幾率較高[10]，因此采集信號(hào)前需要進(jìn)行濾波處理。

設(shè)計(jì)理論測(cè)距范圍R為1～10 m，調(diào)制信號(hào)帶寬B=465 MHz，掃頻周期T=4 ms，由式(3)計(jì)算可知，差頻信號(hào)最低頻率為fBS(min)=1.55 kHz，最高頻率為fBS(max)=15.50 kHz。設(shè)計(jì)采用雙運(yùn)放NE5532，搭建二階巴特沃斯有源低通濾波器和高通濾波器，然后通過(guò)低通濾波器與高通濾波器級(jí)聯(lián)，構(gòu)成帶通濾波器。電路原理圖如圖5所示。

圖5 差頻信號(hào)濾波電路原理圖

圖5所示帶通濾波器通帶范圍為1.55～15.5 kHz，放大倍數(shù)為一倍，二倍頻衰減24 dB，滿足差頻信號(hào)濾波需求。

按照奈奎斯特采樣定理，ADC采樣率至少需大于差頻信號(hào)最高頻率的2倍，本設(shè)計(jì)取5倍進(jìn)行采樣，故采樣率 fADC= 15.5 kHz × 5 = 77.5 kHz，因此ADC采樣率大于 77.5 ksps即可滿足需求。

ADC 轉(zhuǎn)換位數(shù)一般選擇 12 位即可。參考電壓采用內(nèi)置參考電壓。綜合考慮系統(tǒng)需求和成本，選擇單片機(jī)內(nèi)置 ADC即可滿足系統(tǒng)需要。同時(shí),采用內(nèi)置ADC模塊在不占用CPU運(yùn)行周期的情況下將數(shù)字信號(hào)存儲(chǔ)到單片機(jī)內(nèi)置的存儲(chǔ)器中。與目前一般的差頻信號(hào)采集系統(tǒng)采用外置的ADC以及外加FPGA實(shí)現(xiàn)FIFO的方案相比，本設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、成本較低、可靠性更高。

2.3 SPI通信模塊

為了滿足實(shí)時(shí)性好的需求，MCU采集到的差頻信號(hào)數(shù)據(jù)需要以一種高效的方式傳送至DSP。串行外設(shè)接口(SPI)通信占用接口少，通信速度快，且C8051F120與TMS320F28335都支持，是一種理想的方案。

SPI通信在硬件上分為主機(jī)和從機(jī)。只需要連接主機(jī)的發(fā)送與從機(jī)的接收，主機(jī)的接收與從機(jī)的發(fā)送，主機(jī)的時(shí)鐘、使能與從機(jī)的時(shí)鐘、使能4根線。本設(shè)計(jì)將MCU作為串行通信的主機(jī)，DSP作為從機(jī)，其硬件連接如圖6所示。

圖6 MCU與DSP的接口連接圖

在從機(jī)選擇線SPISIEA使能的情況下，主機(jī)和從機(jī)的SPI時(shí)鐘線相連后，主機(jī)與從機(jī)的串行通信就不需要有起始位、停止位等用于同步的格式位，直接將采集的數(shù)據(jù)寫入主機(jī)的SPI發(fā)送數(shù)據(jù)寄存器即可實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)的發(fā)送。當(dāng)從機(jī)接收完一段完整的信號(hào)后，設(shè)置中斷標(biāo)志位停止接收數(shù)據(jù)，同時(shí)將移位寄存器接收到的內(nèi)容復(fù)制到從機(jī)的SPI接收數(shù)據(jù)寄存器SPIRXBUF中，完成單片機(jī)到DSP的通信。

2.4 串口通信模塊

C8051F120具有可同時(shí)使用的兩個(gè)UART串行端口，支持單片機(jī)和其他使用標(biāo)準(zhǔn)不歸零格式(nRZ)的異步外圍設(shè)備間的通信。由于上位機(jī)串口多采用基于RS-232的DB9接頭，因此本設(shè)計(jì)通過(guò)UART連接MAX3232，實(shí)現(xiàn)TTL電平到RS-232電平的轉(zhuǎn)換。只需要連接發(fā)送信號(hào)線、接收信號(hào)線和地線即可實(shí)現(xiàn)全雙工通信，硬件電路如圖7所示。

圖7 RS-232轉(zhuǎn)換電路

2.5 信號(hào)處理模塊

DSP中的信號(hào)處理采用基于相頻匹配的頻率估計(jì)算法[2]。該方法誤差接近克拉美羅下限(Cramer Rao Lower Bound，CRLB)，是目前LFMCW雷達(dá)測(cè)距精度最高的算法之一。相頻匹配方法測(cè)距原理為：利用一種計(jì)算量小的算法對(duì)頻率進(jìn)行粗估計(jì)，然后利用頻率粗估計(jì)值構(gòu)造參考信號(hào)，得到參考信號(hào)與自定義自相關(guān)信號(hào)的相關(guān)系數(shù)，根據(jù)柯西不等式建立誤差函數(shù)，誤差函數(shù)取得最小時(shí)所對(duì)應(yīng)的頻率即為估計(jì)頻率。相頻匹配方法的實(shí)現(xiàn)步驟如下：

① 利用式(5)構(gòu)建待測(cè)信號(hào)的自相關(guān)信號(hào)λ(k)，其中k=1,2,…,q且q≤(N-1)/2，由于λ(k)為自相關(guān)信號(hào)，所以具有零初相位。

② 由諧波分解法(PHD) 計(jì)算λ(k)角頻率估計(jì)值ω1。

③ 根據(jù)角頻率估計(jì)值ω1構(gòu)建兩路正弦信號(hào)cos(kω1)和sin(kω1)。

④ λ(k)、cos(kω1)和sin(kω1)通過(guò)式(6)進(jìn)行相頻匹配，得到信號(hào)角頻率精確值ω。

(6)

⑤ 根據(jù)角頻率精確值ω和采樣頻率fs，由式(7)計(jì)算信號(hào)頻率：

2.6 系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)

系統(tǒng)開(kāi)始工作時(shí)，首先進(jìn)行初始化，如系統(tǒng)初始化控制、接口初始化和中斷設(shè)置等。然后系統(tǒng)等待中斷程序。在中斷程序中，MCU完成調(diào)制信號(hào)生成和數(shù)據(jù)采集，DSP實(shí)現(xiàn)信號(hào)處理。在中斷程序中每512個(gè)數(shù)據(jù)進(jìn)行一次數(shù)據(jù)采集與處理，然后調(diào)用信號(hào)處理算法函數(shù)處理數(shù)據(jù)，得到距離信息。最后將距離信息通過(guò)串口發(fā)送至上位機(jī)。程序流程如圖8所示。

圖8 程序流程圖

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證與分析

為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)的LFMCW雷達(dá)信號(hào)處理系統(tǒng)的有效性，本文對(duì)靜止目標(biāo)進(jìn)行了測(cè)距實(shí)驗(yàn)。實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置為：調(diào)制信號(hào)為三角波信號(hào)，電壓為1.20～2.46 V，頻率為250 Hz，調(diào)頻帶寬465 MHz。采集得到的差頻信號(hào)波形如圖9所示?？梢钥闯觯到y(tǒng)各功能模塊工作正常，硬件設(shè)計(jì)及軟件設(shè)計(jì)正確，差頻信號(hào)較為穩(wěn)定。

圖9 差頻信號(hào)波形圖

表1為1～9 m靜止目標(biāo)的測(cè)距實(shí)驗(yàn)結(jié)果，測(cè)量的絕對(duì)誤差在100 mm以內(nèi)，可以滿足一般使用場(chǎng)景應(yīng)用。此外，多次實(shí)驗(yàn)表明1 m處由于接近雷達(dá)最小測(cè)量距離，會(huì)導(dǎo)致誤差忽然增大，在實(shí)際使用中需注意雷達(dá)最小測(cè)量距離。

表1 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

結(jié) 語(yǔ)

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LFMCWRadarSignalProcessingSystemBasedonMCU+DSP

WangSidun,LiuPeng

(Department of Military Logistics,Army Logistical University,Chongqing 401311,China)

In the paper,a scheme of LFMCW radar signal processing system based on C8051F120+TMS320F28335 is proposed.C8051F120 is used as the signal acquisition core,it generates the modulation voltage signal,then drives the radar sensor to generate the beat signal,and carries on the beat signal conditioning and gathering.TMS320F28335 is used as the signal processing core,and the frequency estimation algorithm based on phase-frequency matching is embedded to process the beat signal to get the measurement.The online experiment results show that the functional modules work properly and the phase-frequency matching algorithm gains high precision.

LFMCW radar;signal processing;C8051F120;TMS320F28335

國(guó)家級(jí)-頻率估計(jì)的多段信號(hào)頻譜融合法及應(yīng)用基礎(chǔ)(61271449；61302175)。

TP274

A

楊迪娜

2017-09-26)

2017-08-31)