袁義生， 周 盼， 田紀(jì)云

(華東交通大學(xué)電氣學(xué)院，江西 南昌 330013)

基于電荷平衡的兩級(jí)式逆變器前級(jí)電路控制方法

袁義生， 周 盼， 田紀(jì)云

(華東交通大學(xué)電氣學(xué)院，江西 南昌 330013)

針對(duì)兩級(jí)式逆變器傳統(tǒng)控制中無(wú)法兼顧抑制二次紋波電流i2nd和改善中間母線電壓ub動(dòng)態(tài)特性的問(wèn)題，提出了一種基于電荷平衡控制和傳統(tǒng)控制相組合的方法，前者負(fù)責(zé)改善動(dòng)態(tài)下ub的控制，后者負(fù)責(zé)穩(wěn)態(tài)下抑制二次紋波電流i2nd的控制。分析了前級(jí)電路雙環(huán)控制中符合i2nd需求下電壓環(huán)的設(shè)計(jì)方法、Δub對(duì)穿越頻率ωc范圍的影響，以及最終對(duì)ub動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間ts的影響。推導(dǎo)了電荷平衡控制的原理，占空比的獲取，提出了一些設(shè)計(jì)關(guān)鍵問(wèn)題的解決辦法。最后在一臺(tái)100V輸入、200V中間母線電壓、110V輸出、450W負(fù)載的樣機(jī)上進(jìn)行了測(cè)試，比較了傳統(tǒng)方法和所提控制方法在投載下的動(dòng)態(tài)特性，顯示所提方法具有響應(yīng)快，波動(dòng)小的優(yōu)點(diǎn)，證明了方法的有效性。

單相逆變器； 前級(jí)電路； 中間母線電壓； 控制方法； 動(dòng)態(tài)響應(yīng)

1 引言

兩級(jí)式逆變器廣泛應(yīng)用于蓄電池、光伏陣列和燃料電池等新能源供電的并網(wǎng)或離網(wǎng)系統(tǒng)中[1-3]。電路結(jié)構(gòu)方面，前級(jí)一般采用升壓斬波電路或者高頻隔離電路升壓，后級(jí)則以全橋單相逆變電路和三相逆變電路居多?？刂品矫妫x網(wǎng)系統(tǒng)中前級(jí)負(fù)責(zé)控制中間母線電壓，后級(jí)則控制逆變輸出電壓；并網(wǎng)系統(tǒng)中前級(jí)負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)最大功率跟蹤(Maximum Power Point Tracking，MPPT)，后級(jí)控制中間母線電壓和并網(wǎng)電流[4,5]。

無(wú)論是離網(wǎng)還是并網(wǎng)型的兩級(jí)式逆變器，因?yàn)椴捎昧舜蟮闹虚g儲(chǔ)能電解電容Cb來(lái)支撐中間母線電壓ub，前后級(jí)電路基本實(shí)現(xiàn)了模型上的解耦，使得控制器可以各自研究設(shè)計(jì)。但在單相輸出的系統(tǒng)中，還存在兩個(gè)棘手的問(wèn)題：①逆變器輸出功率含有二次諧波分量[6]，勢(shì)必在中間母線電容產(chǎn)生二次諧波電壓分量；②大多數(shù)直流源系統(tǒng)中對(duì)直流側(cè)的紋波電流有嚴(yán)格的限制[7]，需要前級(jí)電路能夠抑制住二次諧波電流分量。這兩個(gè)問(wèn)題經(jīng)由主電路和控制器互相關(guān)聯(lián)，且互相掣肘。

從電路角度，加大中間母線電容[8]、在中間環(huán)節(jié)加二次諧波LC濾波器或者雙向直流變換器[9-11]，可以既降低中間母線電壓的二次諧波分量，又對(duì)抑制直流側(cè)的二次諧波電流有利；但都使電路復(fù)雜化，降低了裝置的功率密度。

從控制角度解決該問(wèn)題是研究的主要方向。文獻(xiàn)[11,12]分別提出了在電壓控制環(huán)節(jié)和電流反饋環(huán)節(jié)加陷波器的方法，其能夠有效降低直流側(cè)二次諧波電流及加快動(dòng)態(tài)響應(yīng)，但陷波器的加入會(huì)在一定頻段引起系統(tǒng)的不穩(wěn)定。文獻(xiàn)[13]提出了在電壓控制環(huán)加入諧振控制器的方法，也能降低直流側(cè)二次諧波電流，但未見(jiàn)動(dòng)態(tài)特性改善的實(shí)驗(yàn)波形。文獻(xiàn)[14]將負(fù)載電流加陷波器后引入前饋控制，但該負(fù)載電流不是逆變輸出負(fù)載電流，而是逆變級(jí)輸入電流，需要增加額外的檢測(cè)器件。文獻(xiàn)[15]增加了一路電流反饋通道疊加到傳統(tǒng)控制產(chǎn)生的占空比信號(hào)中，削弱占空比的二次諧波，但參數(shù)不易整定。文獻(xiàn)[16,17]分別基于虛擬阻抗和反向電流增壓模型從理論上總結(jié)推導(dǎo)了不同種抑制直流側(cè)二次諧波電流的控制方法。文獻(xiàn)[11-17]的方法主要在控制環(huán)中加入抑制或抵消中間母線電壓反饋引入的二次諧波分量的環(huán)節(jié)來(lái)解決問(wèn)題，能有效地降低直流側(cè)二次諧波電流。這還是停留在前級(jí)電路獨(dú)立控制的基礎(chǔ)上，在后級(jí)逆變輸出負(fù)載投切的情況下，中間母線電壓必須在下降或者上升后才能由控制器滯后地進(jìn)行回調(diào)，降低了動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性。對(duì)此，一些文獻(xiàn)將逆變級(jí)功率或者電流引入到前級(jí)電路控制器進(jìn)行前饋控制以改善中間母線電壓的動(dòng)態(tài)特性。文獻(xiàn)[18,19]借鑒文獻(xiàn)[20-23]中的功率前饋的方法，將逆變級(jí)輸出功率前饋分別控制前級(jí)升壓電路的電感電流和電容電流，加快了中間母線電壓的響應(yīng)速度。文獻(xiàn)[22,23]中進(jìn)一步引入一階微分和優(yōu)化方法，解決了控制的時(shí)延問(wèn)題和輸入電壓的擾動(dòng)影響。但文獻(xiàn)[23]中后級(jí)采用的是三相逆變電路，其功率總和為直流量，在后級(jí)是單相逆變電路的系統(tǒng)中使用時(shí)，盡管也可以提高電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)，但同時(shí)會(huì)在前級(jí)引入二次諧波電流，所以無(wú)法適用于后級(jí)是單相逆變電路的系統(tǒng)。

為此，本文針對(duì)兩級(jí)式單相逆變器，提出一種基于電荷平衡的變結(jié)構(gòu)前級(jí)電路控制方法。該控制方法相比于傳統(tǒng)的控制方法，優(yōu)點(diǎn)在于可以很好地兼顧二次紋波電流i2nd抑制和改善中間母線電壓ub動(dòng)態(tài)特性，解決了兩級(jí)式變換器在傳統(tǒng)控制下母線電壓動(dòng)態(tài)特性差的問(wèn)題。論文詳細(xì)分析了所提控制方法的工作原理、設(shè)計(jì)方法，并通過(guò)實(shí)驗(yàn)進(jìn)行了驗(yàn)證。

2 兩級(jí)式變流器存在的問(wèn)題

以前級(jí)為Boost電路、后級(jí)為全橋逆變電路構(gòu)成的單相逆變器(如圖1所示)為研究對(duì)象。

圖1 兩級(jí)式逆變器電路圖Fig.1 Circuit diagram of two stage inverter

當(dāng)負(fù)載為純電阻時(shí)，逆變器輸出功率可表示為：

Po=UoIo-UoIocos(2ωot)

(1)

式中，Uo和Io分別為輸出電壓uo和輸出電流io的有效值。假設(shè)前級(jí)Boost電路的輸入功率為純直流量，則式(1)的交流功率完全由中間母線電容Cb提供，相應(yīng)得到Cb上的二次諧波電壓的峰峰值Δub為：

(2)

可見(jiàn)，該紋波電壓的外因是負(fù)載功率Po與頻率ωo，內(nèi)因則是電容值Cb與直流母線電壓值Ub。內(nèi)因中Ub受逆變電路條件約束而調(diào)整范圍不大，所以Cb成為一個(gè)設(shè)計(jì)上的主要因素。加大Cb可以降低紋波電壓，但顯然會(huì)增加成本體積，降低系統(tǒng)的響應(yīng)速度。

3 前級(jí)電路傳統(tǒng)控制方法分析

對(duì)于前級(jí)Boost電路，傳統(tǒng)控制方法采用電壓外環(huán)電流內(nèi)環(huán)的雙環(huán)控制，控制框圖如圖2所示。

圖2 Boost電路的雙環(huán)控制框圖Fig.2 Diagram of double loop control of Boost circuit

(3)

式中，K為紋波電流系數(shù)。當(dāng)K=1時(shí)，式(1)中的交流功率完全由Uin提供，ub上就沒(méi)有二次諧波電壓。當(dāng)K=0時(shí)，Uin輸出純直流電流，ub的紋波電壓最大，幅值如式(2)所示。當(dāng)K介于0和1之間時(shí)，輸出交流功率由Uin和ub共同承擔(dān)，多數(shù)情況如此。

Δub|Gv(s)|s=j2ωo|=ΔiLf

(4)

式中，ΔiLf為輸入直流側(cè)的紋波電流的峰峰值。

以一個(gè)輸入電壓Uin為100V、母線電容Cb為470μF、母線電壓ub為200V、輸出功率Po為1kW、輸入電感電流ILf為10A的逆變器為例。求得紋波電壓Δub和直流側(cè)紋波電流ΔiLf為：

(5)

將式(5)代入式(4)得出，電壓環(huán)控制器Gv(s)在100Hz處的增益為0.042。

忽略圖2中的小系數(shù)參數(shù)1-D，電壓環(huán)的開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)Gvo(s)可表示為：

(6)

式(6)代入Cb后，得到Gvo(s)在100Hz處的導(dǎo)納增益為-17.37dB，由此可預(yù)估開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)Gvo(s)的穿越頻率ωc范圍。

在伯德圖中，開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)在穿越頻率ωc處要以-20dB/Dec衰減，以保證符合穩(wěn)定性要求；在高于穿越頻率幾倍處，再以-40dB/Dec斜率衰減，以抑制高頻干擾。在伯德圖中，按Gvo(s)在100Hz處增益為-17.37dB，分別做-20dB/Dec和-40dB/Dec兩條線即可得到最小和最大穿越頻率點(diǎn)，如圖3所示。

圖3 Gvo(s)的幅頻特性和相頻特性Fig.3 Amplitude frequency characteristic and phase frequency characteristic of Gvo (s)

根據(jù)圖3中-20dB/Dec 衰減的Gvo(s)曲線，得到最小穿越頻率ωc_min=86.66rad/s。根據(jù)圖3中-40dB/Dec 衰減的Gvo(s)曲線，得到最大穿越頻率ωc_max=233.29 rad/s。因此，前級(jí)電路的帶寬為86.66～233.29rad/s?？紤]到穩(wěn)定性要求，通常會(huì)更接近前者。此處取ωc為100rad/s。

經(jīng)典設(shè)計(jì)中，會(huì)將Gvo(s)設(shè)計(jì)成標(biāo)準(zhǔn)二階系統(tǒng)，其中的穿越頻率ωc近似為阻尼振蕩頻率ωd，有：

(7)

式中，ωn為自然振蕩頻率。因?yàn)樽枘嵯禂?shù)ξ一般取0.4～0.8，在此取ξ=0.7,相應(yīng)地可以求得ωn為140.056rad/s。

系統(tǒng)在單位階躍輸入下的響應(yīng)調(diào)整時(shí)間ts為：

(8)

式(8)反映ub的指令電壓階躍量為1V時(shí)，響應(yīng)時(shí)間需要35.7ms。這也一定程度上反映了負(fù)載跳變?cè)趗b上產(chǎn)生下跌后所需要的恢復(fù)時(shí)間與該ts成正比?？梢?jiàn)傳統(tǒng)的控制器動(dòng)態(tài)響應(yīng)較差。

4 前級(jí)電路的電荷平衡控制策略

前級(jí)電路的控制框圖如圖4所示。上方為傳統(tǒng)的雙環(huán)控制算法，下方為電荷平衡控制算法。

圖4 前級(jí)電路控制框圖Fig.4 Block diagram of front stage circuit

傳統(tǒng)的雙環(huán)控制算法在系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)下工作，電荷平衡控制算法在負(fù)載切換狀態(tài)下工作。兩種算法的切換條件如下。

(1)電荷平衡控制算法的進(jìn)入機(jī)制：檢測(cè)到負(fù)載電流io波動(dòng)異常時(shí)，認(rèn)為負(fù)載有投切動(dòng)作，進(jìn)入電荷平衡控制算法。輸出占空比Df(N)投切到電荷平衡控制。同時(shí)，傳統(tǒng)的雙環(huán)控制算法繼續(xù)運(yùn)行，但其計(jì)算得到的占空比Df(N)并沒(méi)有送給最終的輸出。

(2)電荷平衡控制算法的退出機(jī)制：當(dāng)檢測(cè)到母線電壓平均值恢復(fù)到額定值附近時(shí)，可以退出。

4.1 電荷平衡方程推導(dǎo)

依據(jù)圖1，直流母線電容電壓動(dòng)態(tài)方程為：

(9)

式中，if為Boost電路的二極管電流；ib為全橋逆變電路的輸入電流。理想情況下，時(shí)刻維持if的瞬時(shí)值等于ib的瞬時(shí)值，ub就不會(huì)有紋波。但實(shí)際上無(wú)需如此苛刻，只要保證if和ib在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的平均電流If和Ib相等，就可以近似認(rèn)為滿(mǎn)足式(9)，Δub為零。假設(shè)前后級(jí)電路的開(kāi)關(guān)周期都為T(mén)s，Cb在第N個(gè)開(kāi)關(guān)周期的電荷平衡方程為：

Δub=Cb(If(N)-Ib(N))Ts=0

(10)

另外，后級(jí)逆變電路控制的是逆變電感的平均電流ILb，而不是逆變電路的輸入電流Ib。前后級(jí)電路的電流為：

(11)

式中，Df為前級(jí)電路占空比；Db為后級(jí)電路占空比。將式(11)代入式(10)得到簡(jiǎn)化的用于控制的電荷平衡方程為：

ILf(N)(1-Df(N))=|ILb(N)|Db(N)

(12)

通過(guò)控制前級(jí)電路的電流ILf(N)和占空比Df(N)符合式(12)就可以達(dá)到電容充放電電荷的平衡，消除投卸載帶來(lái)的波動(dòng)。

4.2 占空比的獲取

式(12)中的ILf(N)和占空比Df(N)是同一拍，在Boost中兩者互相關(guān)聯(lián)，Df(N)會(huì)影響ILf(N)的值。所以，式(12)的實(shí)現(xiàn)本質(zhì)上就是求解Df(N)。

圖5為Boost電路中第N-1～N+1拍期間的電感電流iLf波形。其中，ILf(N-1)和ILf(N)分別為第N-1拍和第N拍電流上升沿的中點(diǎn)，也是DSP控制時(shí)的電流采樣點(diǎn)。

圖5 前級(jí)Boost電感電流波形Fig.5 Boost inductor current waveforms

根據(jù)Boost電路開(kāi)關(guān)原理，可得：

(13)

推導(dǎo)得到第N拍的初始電感電流in-1為：

(14)

第N拍的中點(diǎn)電流ILf(N)為：

(15)

結(jié)合式(14)、式(15)可得：

(16)

式中，K1為由第N-1拍的采樣電流和占空比預(yù)估得到的第N拍初始電流值in-1；K2為主電路參數(shù)決定的單位電流增量系數(shù)。

求解式(12)和式(16)得：

(17)

式中

δ=(K1+K2)2-4K2ILb(N)Db(N)

(18)

式(17)在δ值小于零時(shí)無(wú)解。其物理意義為：當(dāng)負(fù)載跳變前幾拍，逆變電路側(cè)的電流迅速增加，而B(niǎo)oost電路二極管電流還小，此時(shí)無(wú)法實(shí)現(xiàn)Cb的電荷平衡。則應(yīng)令δ為零，得到：

(19)

從空載投切負(fù)載的極端情況下，K1會(huì)因Boost電路初始工作在斷續(xù)模式下而為零，Df(N)則為0.5。這符合Boost電路快速響應(yīng)的要求。

4.3 控制誤差的消除

在簡(jiǎn)化的電荷平衡方程式(12)中，逆變側(cè)當(dāng)前拍占空比Db(N)可實(shí)時(shí)獲得，但當(dāng)前拍電流ILb(N)無(wú)法獲得，其可以通過(guò)式(20)做簡(jiǎn)單的預(yù)測(cè)得到：

(20)

另外，為了降低控制的誤差，控制中加入電荷誤差積分環(huán)節(jié)，式(12)修正為：

(21)

式(21)可以抵消各參數(shù)不精準(zhǔn)帶來(lái)的控制誤差。

4.4 設(shè)計(jì)關(guān)鍵點(diǎn)

(1)電荷平衡控制切入條件

通過(guò)判斷逆變輸出電流io的dio/dt來(lái)實(shí)現(xiàn)。但因?yàn)殡姾善胶饪刂浦回?fù)責(zé)動(dòng)態(tài)響應(yīng)的改善，為避免在穩(wěn)態(tài)工作時(shí)誤切入，dio/dt不能太小。實(shí)際上取io前后兩拍的差值dio作為判斷條件，當(dāng)輸出為正弦波電流時(shí)需要符合dio應(yīng)該大于過(guò)零點(diǎn)(此時(shí)導(dǎo)數(shù)最高)兩拍間的差值。以Io為4A、輸出頻率為50Hz、開(kāi)關(guān)頻率為20kHz的電路為例，則有：

(22)

為防止干擾，實(shí)際將此數(shù)據(jù)放大3倍作為判據(jù)。除此之外，還要結(jié)合投切點(diǎn)的輸出電壓瞬時(shí)值uo作為控制的切入判據(jù)，因?yàn)樵诹泓c(diǎn)附近的投卸載帶來(lái)的功率波動(dòng)和ub的波動(dòng)并不大。

(2)電荷平衡控制退出條件

退出條件以中間母線電壓Ub是否恢復(fù)到額定值附近并結(jié)合時(shí)間門(mén)檻條件來(lái)做判斷。Ub是檢測(cè)ub在一個(gè)工頻周期內(nèi)的平均值計(jì)算得到的。而時(shí)間門(mén)檻條件可以防止控制不足，Ub恢復(fù)不到額定值附近，從而使得系統(tǒng)無(wú)法從電荷平衡控制中退出。

(3)電荷平衡控制參數(shù)影響

動(dòng)態(tài)響應(yīng)下的電荷平衡控制因基于系統(tǒng)的電荷平衡推導(dǎo)得到，有其不可比擬的快速性。但根據(jù)式(16)～式(18)可見(jiàn)，它也會(huì)受到所含參數(shù)的影響，這些參數(shù)包括占空比、采樣電壓電流和電感量三類(lèi)。

1)占空比：在DSP中可以讀出，但要彌補(bǔ)延遲時(shí)間和死區(qū)時(shí)間兩個(gè)因素的影響。前者需要實(shí)際測(cè)量驅(qū)動(dòng)電路得到，后者由死區(qū)寄存器得到。

2)電壓電流信號(hào)：這些信號(hào)會(huì)有采樣延遲，影響采樣精度。實(shí)際設(shè)計(jì)中通過(guò)降低采樣電路中的濾波電容，精度能夠達(dá)到3%以?xún)?nèi)。

3)電感量：電感磁心的磁導(dǎo)率與電流關(guān)系呈非線性，電流大于一定值時(shí)，電感量會(huì)下降。為了降低電感的體積和成本，一般設(shè)計(jì)成在額定電流的峰值處電感量下降至初值的70%～80%?？梢?jiàn)電感量的變化是參數(shù)中對(duì)控制影響最大的。解決此問(wèn)題的方法為：在DSP中做一個(gè)電感量和電流值的關(guān)系表，通過(guò)查表，根據(jù)檢測(cè)的電感電流iLf來(lái)確定Lf值。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

5.1 實(shí)驗(yàn)參數(shù)

實(shí)驗(yàn)室制作了一臺(tái)樣機(jī)，參數(shù)見(jiàn)表1。樣機(jī)前后級(jí)電路均采用DSP控制，選用TI公司的TMS320F28335芯片，這是一款可浮點(diǎn)運(yùn)算的數(shù)字處理器，便于實(shí)現(xiàn)所提出的控制算法。

5.2 后級(jí)逆變電路控制

全橋逆變電路采用了單極性調(diào)制、雙環(huán)控制的方案，具體如圖6所示。外環(huán)為輸出電壓瞬時(shí)值環(huán)，內(nèi)環(huán)為電容電流環(huán)。因?yàn)閷?shí)際的電容電流iC采樣干擾大，采用了逆變電感電流iLb減去輸出電流io來(lái)得到。兩個(gè)控制環(huán)僅采用了簡(jiǎn)單的比例環(huán)節(jié)，這是因?yàn)檩敵鲭妷汉碗娙蓦娏鞫际撬沧兞浚由戏e分環(huán)節(jié)反倒容易引起振蕩。

表1 兩級(jí)式逆變器系統(tǒng)參數(shù)

圖6 逆變器雙環(huán)控制框圖Fig.6 Block diagram of double loop control of inverter

圖6中，Kpwm為逆變電路PWM調(diào)制系數(shù)，定義Kpwm=ub/Up，Up為三角載波的峰值，ub為逆變器的輸入電壓。從逆變器的內(nèi)部模型可以看出，系統(tǒng)存在兩個(gè)干擾量：uo和ub，因此控制環(huán)的內(nèi)部采用干擾前饋抑制的方法來(lái)消除干擾。內(nèi)環(huán)一方面通過(guò)將uo正饋引入控制系統(tǒng)，另一方面將ub引入一個(gè)除法器Up/ub,得到Kpwm的倒數(shù)，最終在系統(tǒng)的前向通道抵消了uo和ub。采用的控制參數(shù)為：Gv(s)=0.063，Gi(s)=16。

5.3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

圖7為傳統(tǒng)控制情況下，逆變器的輸出電壓uo、輸出電流io、母線電壓ub、前級(jí)Boost電感電流iLf投載時(shí)的暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形。在投載時(shí)逆變電流io突變，逆變輸出電壓uo基本不變，母線電壓下跌50V，前級(jí)Boost電感電流iLf在暫態(tài)過(guò)程中緩慢變化。整個(gè)調(diào)節(jié)時(shí)間為160ms。

圖7 傳統(tǒng)控制下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms using traditional controller

圖8 提出的控制方法下的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms using proposed controller

圖8為應(yīng)用本文所提出的基于電荷平衡的變結(jié)構(gòu)控制方法下，逆變器在投載時(shí)的暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)波形?？芍?，在逆變器投載時(shí)，逆變輸出電壓uo基本不變，負(fù)載電流io發(fā)生突變。前級(jí)Boost電感電流iLf迅速變化，母線電壓ub基本沒(méi)有下跌；在切換回傳統(tǒng)控制結(jié)構(gòu)時(shí)，母線電壓下跌了很小，整個(gè)調(diào)節(jié)時(shí)間很短。

6 結(jié)論

本文提出了一種基于電荷平衡控制變結(jié)構(gòu)的兩級(jí)式逆變器前級(jí)電路控制方法，它與傳統(tǒng)的雙環(huán)控制相結(jié)合，可以在不影響傳統(tǒng)控制對(duì)二次紋波電流抑制的同時(shí)大大提高中間母線電壓的動(dòng)態(tài)響應(yīng)能力，降低中間母線電壓在投載時(shí)的波動(dòng)，并有利于提高逆變電路的輸出電壓品質(zhì)。該方法可以廣泛應(yīng)用于此類(lèi)逆變器的控制中。

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Controlleroffront-endconverterintwo-stageinverterbasedonelectric-chargerbalancetheory

YUAN Yi-sheng, ZHOU Pan, TIAN Ji-yun

(College of Electrical Engineering, East China Jiaotong University, Nanchang 330013, China)

For a two-stage inverter, the traditional controller could not balance the contradiction between the secondary harmonic currenti2ndand dynamic response characteristic of the middle bus voltageub. Then an electric-charge-balancing controller combined with the traditional double-loop controller is proposed. The new controller operates as load switching on/off. The traditional controller operates as load stable to suppress the secondary harmonic currenti2nd. Based on the traditional double-loop controller, the design of the voltage-loop controller satisfyingi2ndrequirement is elaborated, including the cross frequencyωcaffected by Δuband the final dynamic response timetsofub. The operation theory of the electric-charge-balancing controller is explained. The duty cycle and some other key design problems are induced. One prototype with 100V input/200Vub/110V output/450W load was built and tested. The experimental waveforms proved the proposed method had a betterubdynamic characteristic than that of the traditional controller and was available.

single-phase inverter; front-end converter; middle bus voltage; control method; dynamitic response

2016-10-08

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目(51467005)、江西省重點(diǎn)研發(fā)計(jì)劃項(xiàng)目(20171BBE50018)

袁義生(1974-)， 男， 江西籍， 教授， 博士， 研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電控制技術(shù)、 電力電子系統(tǒng)及控制技術(shù)；周 盼(1990-)， 男， 山西籍， 碩士研究生， 研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)、 電力電子系統(tǒng)及控制技術(shù)。

10.12067/ATEEE1610011

1003-3076(2017)12-0015-07

TM315