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        基于DSP和改進(jìn)i p-i q算法的不對稱系統(tǒng)補(bǔ)償指令電流檢測*

        2017-12-20 08:29:26公茂法張旭童公政姜文
        電測與儀表 2017年9期
        關(guān)鍵詞:正序基波三相

        公茂法,張旭童,公政,姜文

        (1.山東科技大學(xué) 電氣與自動化工程學(xué)院,山東青島266590;2.國網(wǎng)山東電力公司濰坊供電公司,山東濰坊261021)

        0 引 言

        近年來,在我國經(jīng)濟(jì)發(fā)展的帶動下,大量的非線性負(fù)荷日益增多,如交流電弧爐、電力機(jī)車等,對工業(yè)生產(chǎn)運(yùn)輸具有重要的作用。這些負(fù)荷帶來的非線性、沖擊性影響使電網(wǎng)常常處于非理想狀態(tài)下,表現(xiàn)為電壓波動、三相不對稱和諧波污染等。在補(bǔ)償點(diǎn)加裝靜止無功補(bǔ)償器(SVC)、有源電力濾波器(APF)等補(bǔ)償裝置是有效治理以上情形的必要手段之一。補(bǔ)償?shù)倪M(jìn)行必須具有適應(yīng)非理性狀態(tài)的普遍性,因此,準(zhǔn)確獲取所用于補(bǔ)償?shù)闹噶钚盘栯娏饔葹橹匾?-3]。

        傳統(tǒng)的ip-iq算法基于瞬時無功功率理論,是實時檢測諧波和無功電流的基礎(chǔ)理論。其進(jìn)行反變換得到基波分量前,通過斷開ip或iq通道的方法來獲取諧波和無功電流之和。這種算法的實現(xiàn)基礎(chǔ),是準(zhǔn)確獲取A相電壓的相位信息,并轉(zhuǎn)化為同頻率的正、余弦值參與運(yùn)算。但在電網(wǎng)非理想波形狀態(tài)下,經(jīng)由鎖相環(huán)提取的并不是準(zhǔn)確的相位信息[4]。本文針對以上誤差的存在,增加提取三相電壓參與α-β坐標(biāo)變換,并給出其中最為關(guān)鍵的瞬時基波電流矢量的坐標(biāo)求取方法,設(shè)計了相應(yīng)的DSP軟硬件檢測實現(xiàn)方案,在不對稱電壓作用下的仿真環(huán)境中,利用MATLAB軟件驗證了檢測、提取綜合補(bǔ)償指令電流信號的準(zhǔn)確性。

        1 i p-i q算法的理論基礎(chǔ)及誤差分析

        ip-iq算法的運(yùn)算思路是將靜止的abc坐標(biāo)系變換為旋轉(zhuǎn)的α-β坐標(biāo)系,進(jìn)行一系列的運(yùn)算、濾波后,再由反變換回到abc坐標(biāo)系,得到需要的基波信息。具體步驟為,三相瞬時電流 ia、ib、ic與 abc/α-β坐標(biāo)變換矩陣 C32相乘,得到 α-β坐標(biāo)系中兩相電流分量 iα、iβ。并行地由鎖相環(huán)電路(PLL)同步跟蹤A相電壓ua,獲取相位信息,并與正、余弦信號發(fā)生電路配合,產(chǎn)生與A相電壓同相位、同頻率的正余弦信號,組成變換矩陣C,與 iα、iβ相乘,得到 ip、iq。再經(jīng)低通濾波(LPF),得到直流分量此時α-β坐標(biāo)系中的交流分量被濾除,濾波后分離的直流分量經(jīng)反變換后對應(yīng)基波正序電流分量[5],同基波負(fù)序電流分量一起,可以作為計算SVC補(bǔ)償導(dǎo)納值的指令電流。而將系統(tǒng)負(fù)載電流與基波有功分量相減,即可得出系統(tǒng)諧波分量,這一電流量可作為APF的補(bǔ)償指令電流。ip-iq運(yùn)算方式的原理圖如圖 1所示[6]。

        圖1的原理圖中,iaf、ibf和 icf為基波正序電流,iah、ibh和 ich包含諧波和負(fù)序分量;圖中參與 abc/α-β變換或反變換的矩陣表示如下:

        圖1 i p-i q運(yùn)算方式原理圖Fig.1 Principle diagram of i p-i q calculating method

        下面以三相三線制電網(wǎng)為例,通過引入相位誤差θ,對ip-iq算法進(jìn)行誤差分析。零序電流不存在于三相三線制系統(tǒng)中,而零序電壓分量可以在相電壓中存在,所以將電流和電壓分別表示為:

        式中 下標(biāo)n表示諧波次數(shù),上標(biāo)1、2、0分別對應(yīng)正序、負(fù)序、零序,φ代表各序初相角。當(dāng)電網(wǎng)由于負(fù)荷變動等因素進(jìn)入不對稱狀態(tài)時,鎖相環(huán)鎖定A相電壓的相位,而此相位并不等于A相正序電壓的相位。設(shè)二者之間的相位偏差為θ,則引入θ后的正余弦轉(zhuǎn)換矩陣為:

        經(jīng)低通濾波濾除交流分量,獲取的直流分量為:

        假設(shè)繼續(xù)沿用切斷ip或iq通道的方法,計算基波正序無功或有功電流,結(jié)果為:

        從式(8)、式(9)可以看出,無論是導(dǎo)出的無功電流分量還是有功電流分量,相位誤差θ的引入最終反應(yīng)到了基波正序有功、無功分量的運(yùn)算結(jié)果中,使得進(jìn)一步計算補(bǔ)償信號產(chǎn)生偏差[7]。這是由于在不對稱條件下,鎖相環(huán)獲取的相位ωt+θ,并不是基波正序電壓的實際相位,而是各序分量和各次諧波作用后,綜合產(chǎn)生的結(jié)果。

        2 改進(jìn)的i p-i q運(yùn)算方式

        如果能將正序電壓分量也引入到變換計算中,鎖相環(huán)所提取的相位誤差問題將會迎刃而解。為了得到正序電壓,必須將三相電壓依照電流變換,參與到α-β坐標(biāo)變換。圖2所示為電壓不對稱時α-β坐標(biāo)系中各矢量關(guān)系。

        圖2 電壓不對稱時α-β坐標(biāo)系中各矢量關(guān)系Fig.2 Vector relationship inα-βcoordinate system under the condition of asymmetric voltage

        定義有功電流坐標(biāo)系數(shù)M為:

        定義無功電流坐標(biāo)系數(shù)N為:

        加入坐標(biāo)系數(shù)M、N后,可以得出基波正序電壓順向有功電流矢量iup和電壓垂直向無功電流矢量iuq,坐標(biāo)分別為(iαp,iβp)和(iαq,iβq),計算方法為:

        所得計算結(jié)果正是圖2中基波正序電壓順向有功電流矢量iup和電壓垂直向無功電流矢量iuq經(jīng)分解后的坐標(biāo)計算值,由此可以通過M/N運(yùn)算求得坐標(biāo)值,進(jìn)而求得有功和無功分量。在上述運(yùn)算過程中,雖然通過PLL檢測到的同步信號相位仍是ωt+θ,但因為參與運(yùn)算的都為瞬時正序參量,即使在發(fā)生三相電網(wǎng)電壓不對稱情況下仍能滿足檢測的需求,避免相位誤差引起的干擾,確保運(yùn)算準(zhǔn)確性[8]。此時得到的瞬時正序電流對應(yīng)變換前的基波電流。

        在獲得瞬時正序有功、無功電流矢量后,參照改進(jìn)前的步驟,可進(jìn)行α-β/abc反變換,即分別與反變換矩陣C23C-1相乘,得到相應(yīng)的三相基波正序電流的有功分量 i′afp、i′bfp、i′cfp和無功分量 i′afq、i′bfq、i′cfq。若將負(fù)載電流 ia、ib、ic與 i′afp、i′bfp、i′cfp相減,即可得出ia、ib、ic的諧波分量和無功分量之和 iad、ibd、icd,作為APF和SVC等補(bǔ)償系統(tǒng)的指令電流。圖3所示為改進(jìn)后的ip-iq運(yùn)算方式原理圖。

        圖3 改進(jìn)的i p-i q運(yùn)算方式原理圖Fig.3 Principle diagram of improved i p-i q calculating method

        3 檢測系統(tǒng)的DSP實現(xiàn)

        3.1 系統(tǒng)硬件設(shè)計

        圖4示出檢測系統(tǒng)的硬件設(shè)計結(jié)構(gòu)框圖。數(shù)字信號處理器(DSP)選用TMS320F2812芯片,其本身帶有12位A/D轉(zhuǎn)換器,可實現(xiàn)最多16路模擬信號的輸入,最高轉(zhuǎn)換速率可達(dá)80 ns/12.5 Msps,完全滿足數(shù)據(jù)采樣的需求。

        圖4 檢測系統(tǒng)的硬件設(shè)計結(jié)構(gòu)框圖Fig.4 Hardware design structure block diagram of the detection system

        三相電網(wǎng)電壓和電流首先經(jīng)過電壓互感器(PT)和電流互感器(CT)轉(zhuǎn)變成弱電信號,經(jīng)信號調(diào)理電路轉(zhuǎn)換成單極性信號(如電壓為0 V~3.3 V),這是DSP片上A/D轉(zhuǎn)換器采樣信號輸入的合理范圍。經(jīng)過調(diào)理后三相電壓、三相電流信號分別接入DSP的ADC INA 1~3和ADC INB 1~3,六通道采用雙排序模式進(jìn)行同步采樣,通過選擇保持后送入模數(shù)轉(zhuǎn)換器,并把轉(zhuǎn)換的數(shù)據(jù)結(jié)果存入對應(yīng)的緩沖寄存器(ADCRESULTn)中。由于檢測算法經(jīng)過改進(jìn),不需要考慮不對稱和諧波干擾情況下的相位誤差,所以仍然采用鎖相電路來獲取同步信號,作為調(diào)用正、余弦函數(shù)表和啟動 A/D轉(zhuǎn)換的基準(zhǔn)。鎖相電路選用COMS鎖相環(huán)集成芯片CD4046來實現(xiàn)。A相電壓通過過零檢測電路和鎖相電路后分為兩路:一路直接接入DSP的CAP_3捕獲引腳,在A相電壓每次從負(fù)到正過零時,實現(xiàn)正、余弦表的準(zhǔn)確復(fù)位;另一路經(jīng)128倍頻(6.4 kHz)后接入到處理器的 CAP_6引腳,控制采樣保持器并作為A/D轉(zhuǎn)換的啟動信號。考慮到電網(wǎng)工頻頻率在負(fù)荷變化等因素影響下的波動性,信號的頻率往往不能嚴(yán)格等于50 Hz,采用128倍工頻作為A/D轉(zhuǎn)換同步采樣頻率,即每個工頻周期內(nèi)均勻采樣128點(diǎn),使采樣的不確定性減小,從而消除電網(wǎng)頻率變動造成的采樣誤差[9-11]。

        3.2 系統(tǒng)軟件設(shè)計

        在檢測算法中,由PLL鎖相得到的相位信息要轉(zhuǎn)換成正、余弦值參與變換,并且參與運(yùn)算的量都是經(jīng)低通濾波后的直流量,所以在軟件設(shè)計部分,參考正余弦的產(chǎn)生和濾波程序是整個程序編制的關(guān)鍵,以上均由中斷服務(wù)程序?qū)崿F(xiàn)。正、余弦函數(shù)表可以用MATLAB命令生成,與CAP_3引腳捕獲的過零跳變信號配合準(zhǔn)確復(fù)位,利用查表的方法實現(xiàn)。數(shù)字低通濾波選用128階的有限脈沖響應(yīng)濾波器(FIR),其實質(zhì)為一周期內(nèi)采樣128個相鄰輸入的平均值濾波器,濾波器傳遞函數(shù)為:

        圖5所示為中斷服務(wù)主程序的執(zhí)行流程圖。

        圖5 中斷服務(wù)程序流程圖Fig.5 Flow chart of interrupt service routine

        4 不對稱系統(tǒng)MATLAB仿真

        如果能夠證明三相基波正序有功電流 i′afp、i′bfp、i′cfp檢測準(zhǔn)確,那么與之并行的無功電流 i′afq、i′bfq、i′cfq和其參與運(yùn)算得出的補(bǔ)償信號iad、ibd、icd也會是準(zhǔn)確的,即證明改進(jìn)ip-iq檢測算法在不對稱系統(tǒng)中相較于傳統(tǒng)ip-iq算法更適應(yīng)、更精確。所以在本文的仿真算例中,對比改進(jìn)前后檢測到的三相基波正序有功電流波形,進(jìn)行定量分析,判斷改進(jìn)后方法是否更精確。

        仿真在MATLAB/SIMULINK環(huán)境搭建不對稱系統(tǒng)進(jìn)行。為方便敘述,僅以A相為例進(jìn)行比較說明。系統(tǒng)選用三相整流橋電路作為非線性負(fù)載,負(fù)載電阻10Ω,電感1 mH,三相不對稱電壓各相有效值為220 V,A、B和 C三相的初相位分別為25°,-130°,120°。圖6示出三相負(fù)載電流的波形,可見負(fù)載電流呈不對稱且含有大量諧波和無功分量。

        通過未改進(jìn)前斷開iq通道的方法獲取到的A相基波正序有功電流波形如圖7所示。

        通過加入M/N算式改進(jìn)后的ip-iq運(yùn)算方式檢測到的A相基波正序有功電流波形如圖8所示。

        圖6 電網(wǎng)電壓不對稱系統(tǒng)三相負(fù)載電流Fig.6 Three-phase load current of power grid voltage in asymmetric systems

        圖7 改進(jìn)前A相基波正序有功電流Fig.7 A-phase fundamental positive active current obtained by unimproved method

        圖8 改進(jìn)后A相基波正序有功電流Fig.8 A-phase fundamental positive active current obtained by improved method

        從直觀觀察,改進(jìn)后的波形響應(yīng)速度更快,形狀更加完善且穩(wěn)定。通過SIMULINK電力系統(tǒng)模塊庫中的快速傅里葉變換(FFT Analysis)模塊,以50 Hz為基頻頻率進(jìn)行頻譜分析,對比改進(jìn)前后波形的質(zhì)量,所得的對比數(shù)據(jù)如表1所示。

        表1 對比結(jié)果Tab.1 Comparison results

        分析改進(jìn)前后對比數(shù)據(jù)可知,改進(jìn)后的總諧波失真(THD)比例更低,更接近于標(biāo)準(zhǔn)的正弦基波形式,從而證明了改進(jìn)后的系統(tǒng)在不對稱條件下,對于補(bǔ)償信號的檢測更為精確和穩(wěn)定。需要說明的是,本文在仿真時設(shè)定的初相角僅為發(fā)生不對稱時的一種情況,且條件較為苛刻,仿真中經(jīng)多種不對稱度測試均能準(zhǔn)確檢測出補(bǔ)償分量,證明改進(jìn)的ip-iq運(yùn)算方式對一般形式的不對稱系統(tǒng)仍然適應(yīng)。

        5 結(jié)束語

        通過增加三相電壓參與坐標(biāo)變換的方法,改進(jìn)ip-iq運(yùn)算方式,并通過引入M/N算式,利用數(shù)值計算方法,求取α-β坐標(biāo)系中瞬時基波正序有功和無功電流矢量坐標(biāo),使不對稱電網(wǎng)系統(tǒng)綜合補(bǔ)償指令信號的獲取較傳統(tǒng)方法更為準(zhǔn)確,設(shè)計了基于DSP實現(xiàn)的檢測系統(tǒng),并在MATLAB仿真環(huán)境下驗證了發(fā)生不對稱情況時改進(jìn)方法的精確性,具有一定的實用價值。

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