孫淑琴，彭良玉，尚新磊，林君，巨長磊

（吉林大學(xué)儀器科學(xué)與電氣工程學(xué)院地球信息探測儀器教育部重點實驗室，長春130026）

0 引 言

瞬變電磁法［1-4］（transient electromagnetic method）也稱時間域電磁法，是一種地球物理的電磁探測方法［5-6］。針對瞬變電磁發(fā)射線圈常具有的大電感、低電阻情況［7］，發(fā)射電流波形由于線圈自感藕合的作用，電流關(guān)斷時間較長，在發(fā)射電流下降為零后，也會由于線圈自感和互感的作用，持續(xù)較長時間的振蕩，關(guān)斷時間和振蕩時間會使瞬變電磁早期的信號失真，影響淺層地質(zhì)信息的探測，形成盲區(qū)，而發(fā)射電流關(guān)斷沿是否線性下降直接關(guān)系到瞬變電磁接收機接收到響應(yīng)信號的質(zhì)量和反演解釋的準(zhǔn)確性［8-10］。如何在結(jié)構(gòu)簡便、可靠的條件下，實現(xiàn)關(guān)斷時間短、關(guān)斷電流線性下降、關(guān)斷后無過沖的關(guān)斷波形，一直制約著我國淺層瞬變電磁探測技術(shù)的發(fā)展。杜茗茗［11］等指出固定線圈所具有的恒定電感量和電阻值，可通過增加負載兩端電壓U來減小線圈中電流的關(guān)斷時間；趙海濤等［12］采用了一種通過滯環(huán)控制的恒壓鉗位電路，指出通過提高負載兩端電壓值，可減小關(guān)斷時間，但是，滯環(huán)控制電路的結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，實際應(yīng)用中容易出現(xiàn)問題，并且由于電路寄生參數(shù)的影響，滯環(huán)控制下的開關(guān)的動作也容易引入振蕩；付志紅［13］提出了一種直接在負載兩端并聯(lián)雙向TVS管的無源恒壓鉗位方法，雖然在一定程度上減小了關(guān)斷時間，但TVS管的通流容量較小，不能長期承受重復(fù)性的高能量脈沖，僅適用于小功率應(yīng)用。本文作者基于前人的研究［14-15］，設(shè)計了一種簡單、易于實現(xiàn)的電路結(jié)構(gòu)，利用TVS管和電容相結(jié)合的恒壓鉗位電路，采用在負載兩端并聯(lián)匹配電阻的吸收方式，進行了理論分析和實驗對比，實驗結(jié)果驗證了設(shè)計的有效性。

1 發(fā)射系統(tǒng)整體電路的設(shè)計

本文設(shè)計的發(fā)射系統(tǒng)可以根據(jù)不同應(yīng)用環(huán)境，實現(xiàn)0 V～30 V發(fā)射電壓調(diào)節(jié)，最大發(fā)射電流達16 A，并實現(xiàn)快速平穩(wěn)關(guān)斷功能，設(shè)計的發(fā)射系統(tǒng)如圖1所示。

圖1 整體結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Integral block diagram

控制電路采用MSP430F149單片機，為驅(qū)動電路提供兩路PWM信號，并實現(xiàn)發(fā)射電流和關(guān)斷時間的采集，對PWM時序發(fā)生電路來說，為避免上電初期電路的冒險競爭現(xiàn)象，可以設(shè)計合理的延時時間，待時序穩(wěn)定后，再對定時器IO口定義；驅(qū)動芯片選取具有短路保護功能的中大功率驅(qū)動模塊K962F；為實現(xiàn)短關(guān)斷延時，采用TVS管和電容相結(jié)合的恒壓鉗位電路，在負載兩端并聯(lián)匹配電阻的吸收方式，實現(xiàn)對尾部電流過沖的吸收；顯示電路采用具有高分辨率、超寬角度、超小體積的OLED顯示屏。

2 主逆變橋路分析

2.1 電路模型

本文采用的功率主橋路、吸收電路及鉗位電路圖形如圖2所示，其中D1～D4為開關(guān)管的寄生二極管，D5～D7為較大功率二極管 DSEI30-06A，D8為TVS管。

圖2 H橋發(fā)射電路Fig.2 H-bridge transmit circuit

2.2 恒壓鉗位電路的工作過程及原理分析

以圖2中標(biāo)注的電流方向為例，在H橋功率逆變過程中，根據(jù)電路的全響應(yīng)公式，負載中電流表達式為：

關(guān)斷后負載中的電流脈沖下降沿表達式為：

由上式可得關(guān)斷時間及下降沿斜率為：

因負載中電阻阻值一般較小，若阻值忽略不計，可得：

由此可知，在負載線圈不變的條件下，調(diào)節(jié)U即可調(diào)節(jié)發(fā)射電流的關(guān)斷時間和下降沿的斜率，本文的鉗位電壓U通過TVS管進行調(diào)節(jié)。

系統(tǒng)上電后，迅速的將電容電壓值升到電源電壓 Us，然后，開關(guān) Q1、Q3導(dǎo)通，開關(guān) Q2、Q4截止，負載通過正向電流。在Q1、Q3截止后，電感中的能量通過D2、D4、D6轉(zhuǎn)移到電容C中，在UC值等于TVS管穩(wěn)壓值以前，由于電容C中的電壓值低于TVS管穩(wěn)壓值UTVS，在電感中能量釋放完全后，電量不會從電容C釋放。之后，開關(guān) Q2、Q4導(dǎo)通，開關(guān) Q1、Q3截止，電感中能量繼續(xù)對電容C充電，直至，UC值大于TVS管穩(wěn)壓值，此時，電容電壓UC為TVS管穩(wěn)壓值UTVS與直流電源Us之和，即UC=UTVS+Us，此值即為鉗位電壓U。調(diào)節(jié)UTVS即可調(diào)節(jié)關(guān)斷時間和關(guān)斷沿斜率，而UTVS的選取應(yīng)結(jié)合開關(guān)器件、發(fā)射線圈的耐壓值及電容允許的最大電壓。在下次橋路導(dǎo)通后，電容中大于UTVS那部分電壓電量由于防反接二極管D5的作用，不會回饋電源而是直接釋放回主橋路，起到了能量的反饋，避免了能量浪費，也對發(fā)射電流上升沿有一定加速作用。

2.3 阻尼吸收電路的選取與應(yīng)用

為抑制發(fā)射電流后期的振蕩，采取在負載兩端并聯(lián)匹配電阻的方法，匹配電阻與負載中的電阻、電感、電路中的電容構(gòu)成的等效電路如圖3所示［16］。

圖3 等效電路Fig.3 Equivalent circuit

由基爾霍夫電流定律，

又由基爾霍夫電壓定律可得：

整理式（6）、式（7）：

可以得出特征方程：

其特征根為：

由此可得，在臨界阻尼時，有：

因?qū)τ诰€圈負載來說，R一般較小，故省略第二種情況，得：

欠阻尼時，有：

為實現(xiàn)在發(fā)射電流快速關(guān)斷的前提下，有效抑制關(guān)斷后的電流過沖，達到改善發(fā)射電流波形的目的，應(yīng)根據(jù)式（12）、式（13）及負載中電感、電阻、電容值，選擇相應(yīng)的匹配電阻值，保證關(guān)斷前期，電路中電容c較大，使電路處于欠阻尼狀態(tài)，加速發(fā)射電流的下降；關(guān)斷后期，電路中電容c較小，使電路處于臨界阻尼狀態(tài)，抑制尾部電流振蕩，考慮了兩種設(shè)計方案，方案一電路設(shè)計如圖4所示。通過觀察發(fā)射電流關(guān)斷后期波形，在波形欠阻尼與臨界阻尼交匯處附近，控制兩個開關(guān)管Q5、Q6開通，來達到消除發(fā)射電流晚期振蕩的目的，并在發(fā)射電流波形徹底為0后，關(guān)斷開關(guān)管 Q5、Q6。

由基爾霍夫電壓定律，關(guān)斷過程中Q6開通后，沿如圖4中回路1所示，得所有支路代數(shù)和為零∑u=0，即：

式中UL為負載電感中的電壓，UR負載電阻中的電壓，Ur為切入的吸收電阻r2電壓、UQ為切入的開關(guān)管Q6的導(dǎo)通電壓，UZ為開關(guān)管的寄生二極管D2導(dǎo)通電壓，由于負載電阻和開關(guān)管的導(dǎo)通電壓通常比較小，一般可忽略不計，因此得關(guān)斷后期電壓公式：

可知，在電流下降到開關(guān)管中寄生二極管的電壓值UD低于它穩(wěn)態(tài)導(dǎo)通電壓值時，由于二極管的電導(dǎo)調(diào)制效應(yīng)和動態(tài)特性的感性機制，無法保證線性下降，此時會使電流出現(xiàn)一個過沖。

方案二電路設(shè)計如圖5所示，利用TVS管和電容相結(jié)合并采用傳統(tǒng)的在負載兩端并聯(lián)匹配電阻的吸收方式。電流關(guān)斷前期，負載線圈感應(yīng)電壓值大于鉗位電壓U，線圈繼續(xù)向電容C充電，回路如圖5中的2所示。

圖4 方案一電路設(shè)計Fig.4 Circuit design of option one

圖5 方案二電路設(shè)計Fig.5 Circuit design of option two

此時，C為線圈中的分布電容、鉗位電壓中的吸收電容以及二極管中的擴散電容和勢壘電容之和，電容值較大；電流關(guān)斷后期，負載線圈感應(yīng)電壓值小于鉗位電壓U，線圈向電容C充電回路斷開，此時的C僅為線圈的分布電容，數(shù)值較小。為保證發(fā)射電流的快速關(guān)斷及關(guān)斷后期無振蕩，根據(jù)負載特性，可以選擇一特定匹配電阻，使電流關(guān)斷前期處于欠阻尼狀態(tài)，電流快速下降，保證線性度；關(guān)斷后期處于臨界阻尼狀態(tài)，尾部無振蕩。

2.4 實驗驗證與對比

設(shè)負載邊長為1m、128匝的正方形線圈，線圈導(dǎo)線面積2.5 mm2，其等效電感約為43 mH，等效電阻約為4.2Ω，對于方案二所示電路，取發(fā)射電壓24 V，鉗位電壓300 V，相應(yīng)吸收電阻，采樣電阻0.22Ω，得到電流關(guān)斷時下降沿波形如圖6（a）所示；針對上述的負載線圈和發(fā)射電壓，將鉗位電壓調(diào)節(jié)到500 V后，觀察采樣電阻兩端的信號波形，如圖6（b）所示，可見關(guān)斷時間約為400μs，與鉗位電壓300 V時的680μs相比，大大縮短，由此可見，調(diào)節(jié)TVS便可以調(diào)節(jié)關(guān)斷時間。

圖6 不同鉗位電壓下的關(guān)斷波形Fig.6 Shutting down waveform under different clamping voltages

在發(fā)射電壓24 V，鉗位電壓300 V，吸收電阻1.5 kΩ，采樣電阻0.22Ω，方案一電路對應(yīng)的發(fā)射電流關(guān)斷后期波形如圖7（a）所示，方案二電路對應(yīng)的發(fā)射電流關(guān)斷后期波形如圖7（b）所示，通過對比分析可見，本文設(shè)計的方案二發(fā)射電流關(guān)斷后期波形平坦，無過沖。

圖7 方案一和方案二發(fā)射電流關(guān)斷后期波形對比Fig.7 Late emission current shutdown waveform comparison of option one and option two

將U=300 V，L=300 mH帶入式（5），得到斜率約為K1=-6 977 A/s的直線，帶入式（3）關(guān)斷時間為740μs，對示波器實測關(guān)斷過程中的電流波形數(shù)據(jù)進行線性擬合，得到斜率為K2=-7656 A/s，關(guān)斷時間為680μs，將帶入式（5）、式（3）求得的數(shù)據(jù)與實測波形擬合出的數(shù)據(jù)對比分析，如圖8所示。

圖8 線性度對比圖Fig.8 Comparison chart of linearity

求得斜率偏差為：

關(guān)斷時間偏差：

均小于10%，由此可見，調(diào)節(jié)TVS管的穩(wěn)壓值，即可調(diào)節(jié)關(guān)斷時間和關(guān)斷過程中電流下降的斜率，并從擬合出的直線可以看出，關(guān)斷過程電流幾乎為線性下降。

通過圖6（a）、圖6（b）對比分析可知，調(diào)節(jié) TVS管的瞬態(tài)抑制電壓值，即可調(diào)節(jié)關(guān)斷時間，實際中可根據(jù)開關(guān)器件、發(fā)射線圈的耐壓值及電容允許的最大電壓，合理調(diào)節(jié)TVS管的瞬態(tài)抑制電壓值，以此達到快速關(guān)斷的目的；通過圖8可知，該系統(tǒng)關(guān)斷沿近似線性下降，調(diào)節(jié)TVS管的瞬態(tài)抑制電壓值，即可調(diào)節(jié)關(guān)斷沿的斜率，滿足瞬變電磁法中對關(guān)斷沿線性度的要求；通過圖7（a）、圖7（b）對比分析，可知采用方案二所示電路，匹配合適的電阻，即可保證關(guān)斷前期處于欠阻尼狀態(tài)，關(guān)斷后期處于臨界阻尼狀態(tài)，在快關(guān)斷的條件下，實現(xiàn)尾部平穩(wěn)無過沖，因此最終選擇方案二電路進行整個系統(tǒng)的設(shè)計。

3 結(jié)束語

（1）利用MSP430單片機作為控制和采集系統(tǒng)，簡化了控制電路；采用具有短路保護功能的KA962F集成驅(qū)動芯片，可實現(xiàn)系統(tǒng)的安全可靠；

（2）提出了一種利用TVS管和電容相結(jié)合的恒壓鉗位電路，通過調(diào)節(jié)TVS管的穩(wěn)壓值以此調(diào)節(jié)關(guān)斷時間，且采用在負載兩端直接并聯(lián)匹配電阻的吸收方式，保證了關(guān)斷前期處于欠阻尼狀態(tài)，關(guān)斷后期處于臨界阻尼狀態(tài)，在快速關(guān)斷的前提下，有效防止關(guān)斷后電流過沖，達到了改善發(fā)射電流波形的目的；

（3）通過對方案一開關(guān)管控制吸收電阻切入電路和方案二直接在負載兩端并聯(lián)吸收電阻的兩種電路進行了理論分析，對比了兩種方案發(fā)射電流關(guān)斷后期波形后，最終選擇方案二做為本系統(tǒng)的設(shè)計方案。實驗結(jié)果表明電路設(shè)計的可行性與發(fā)射電流關(guān)斷后期波形的改善效果達到了設(shè)計要求。