龐福濱，劉玙，嵇建飛，袁宇波，卜強(qiáng)生

（國網(wǎng)江蘇省電力公司電力科學(xué)研究院，南京211103）

0 引 言

在智能變電站中，合并單元將各路互感器采集到的電壓、電流信號進(jìn)行合并處理，并按照規(guī)定的協(xié)議生成采樣值報文傳輸給二次設(shè)備，簡化了二次設(shè)備的硬件結(jié)構(gòu)，實(shí)現(xiàn)了數(shù)據(jù)共享，在數(shù)字化變電站的建設(shè)中有著不可或缺的作用［1-4］。然而，數(shù)字量取代模擬量傳輸，會不可避免地引入信號的采集、傳輸、處理等環(huán)節(jié)的延時，進(jìn)而影響繼電保護(hù)裝置對保護(hù)速動性的要求［5-7］。為了保障電網(wǎng)系統(tǒng)的安全運(yùn)行，使繼電保護(hù)裝置能夠快速有效地切除故障，必須減小合并單元環(huán)節(jié)引入的延時，而這又以準(zhǔn)確地測量出延時的大小為前提。目前，常用的延時環(huán)節(jié)的測量方法有間接法和直接法［8-10］，前者通過比較工頻輸入量經(jīng)過合并單元后SV報文輸出的相位與模擬輸入量之間的相位差，并將其換算為對應(yīng)的時間延時，這種方法包含了互感器一次傳感單元及合并單元本身的相位傳變特性，導(dǎo)致測量結(jié)果存在偏差［11］；直接法則對互感器及合并單元外接同步脈沖，通過對比測試儀接收SV報文生成時刻與報文采樣的時間差來計(jì)算合并單元的輸出延時，這種方法測量精度高［12］，但硬件實(shí)現(xiàn)較為復(fù)雜，測試成本高。鑒于此，本文首先了介紹合并單元環(huán)節(jié)延時的構(gòu)成部分，分析了其采樣、傳輸及處理過程中的延時特性，將合并單元看作濾波器系統(tǒng)，研究了其輸出相位與頻率之間的線性關(guān)系，并提出了基于頻域識別的合并單元延時測量技術(shù)。

1 采樣延時特性分析

1.1 采樣延時的構(gòu)成

互感器將一次電氣量轉(zhuǎn)換為二次信號，并經(jīng)由A／D轉(zhuǎn)換將其轉(zhuǎn)化為數(shù)字量，再由合并單元對各路數(shù)字量進(jìn)行打包處理，生成SV報文發(fā)送給保護(hù)、測控等間隔層設(shè)備，整個采樣延時環(huán)節(jié)構(gòu)成圖如圖1所示。

圖1 采樣延時環(huán)節(jié)構(gòu)成圖Fig.1 Composition diagram of sampling delay time

從圖1可以看出，智能站中采樣延時的構(gòu)成包括以下環(huán)節(jié)：

ttrs1：一次電氣量經(jīng)由互感器轉(zhuǎn)換為二次量，并傳輸?shù)紸／D采樣裝置的傳輸時間，稱為傳變延時，互感器的傳變延時與輸入信號的頻率、互感器自身的特性及外界環(huán)境有關(guān)［13］；

tcvt：A／D采集裝置將二次模擬量轉(zhuǎn)化為數(shù)字量的轉(zhuǎn)換時間，目前主流的16位A／D轉(zhuǎn)換芯片其轉(zhuǎn)換時間一般為微秒量級或更小。當(dāng)采用電磁式互感器時，A／D采樣環(huán)節(jié)集成在合并單元內(nèi)部；

ttrs2：數(shù)字量到合并單元的傳輸時間，此值一般較小，可以忽略；

twat：合并單元等待各路采集裝置的數(shù)字信號到達(dá)時間，當(dāng)存在合并單元級聯(lián)時，還包括各間隔的合并單元SV報文等待時間；

tpak：合并單元對各路數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，并打包生成SV報文的時間；

ttrs3：SV報文傳輸?shù)介g隔層設(shè)備的時間，可以忽略不計(jì)。

在圖1中，除ttrs1為互感器的傳變延時外，稱其余各項(xiàng)的和為合并單元的額定延時。為保證各環(huán)節(jié)所消耗時間的時間是確知的，A／D數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換、合并單元等待SV報文及數(shù)據(jù)打包發(fā)送等環(huán)節(jié)均是基于中斷方式完成的，且中斷信號一般為采樣周期的整數(shù)倍［14］。圖2給出了系統(tǒng)的工作流程圖。

圖2 系統(tǒng)工作流程圖Fig.2 System working flow chart

如圖2所示，t1時刻，在中斷采樣脈沖的觸發(fā)下，A／D采集裝置對互感器輸出二次模擬量信號S（t1）進(jìn)行采樣，經(jīng)過tcvt后將該信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，在ttrs2后將數(shù)字信號傳送至合并單元；此時，為了提高處理效率及等待其他路信號的到來，合并單元并不是在S（t1）的數(shù)字信號到來后就進(jìn)行接收處理，而是等待twat后，在處理中斷脈沖的觸發(fā)下開始對該數(shù)據(jù)進(jìn)行打包處理，并經(jīng)過tpak后，在t2時刻，也即下一個中斷處理脈沖到來時將生成S（t1）的采樣值報文，并開始采集二次模擬量信號S（t2）。

1.2 額定延時的現(xiàn)有測量方法

目前，針對合并單元額定延時的測量方法主要有間接法和直接法，兩種方法在測量機(jī)理上有所區(qū)別，所測結(jié)果的精度也不相同。

（1）間接法

圖3 間接法測量原理示意圖Fig.3 Schematic diagram of indirect measuring theory

如圖3所示，間接法將一次電氣量輸入標(biāo)準(zhǔn)互感器，標(biāo)準(zhǔn)互感器輸出兩路信號：一路通過電子式互感器或模擬量輸入合并單元輸出SV報文到延時測試儀，另一路直接將二次模擬量信號輸出到延時測試儀。通過對比合并單元輸出信號滯后于標(biāo)準(zhǔn)互感器直接輸出二次信號模擬量之間的相位差Δφ及信號頻率f，即可得到合并單元的額定延時：

間接法是實(shí)際工程中應(yīng)用較多的測量方法，但該方法存在兩個缺陷：一是測量的結(jié)果并非合并單元自身的額定延時，它還包含了由互感器引入的傳變延時，導(dǎo)致合并單元額定延時的測量出現(xiàn)偏差；二是這種方法無法區(qū)分相位差超過2π的額定延時情況，如圖4（a）中所示，輸出 ()y t相對輸入 ()S t的延時較小，其相位差為2πfτ＜2π；但當(dāng)合并單元的延遲較大或信號頻率較高時，可能出現(xiàn)輸出 ()y t相對輸入 ()S t的延時超出整周期的現(xiàn)象，如圖4（b）所示。此時輸出 ()y t相對輸入 ()S t延遲了一個整周期，即2πfτ＞2π。雖然國內(nèi)要求合并單元的延時不大約2 ms，但在實(shí)際工程應(yīng)用中，故障情況下可能出現(xiàn)采樣延時超過一個整周期的現(xiàn)象［15］，如果不能準(zhǔn)確測量出此延時，就會導(dǎo)致保護(hù)裝置不正確動作而跳閘，給變電站的安全運(yùn)行埋下隱患。

圖4 合并單元額定延時不同情況示意圖Fig.4 Schematic diagrams ofmerging unit rated delay time under different situations

（2）直接法

針對間接法的弊端和不足，工程中提出了測量合并單元額定延的直接法，其測量原理如圖5所示。

圖5 直接法測量原理示意圖Fig.5 Schematic diagram of indirectmeasuring theory

從圖5中可以看出，直接法較間接法增加了GPS時間同步裝置。其測量原理為：互感器轉(zhuǎn)換的二次信號通過A／D轉(zhuǎn)換生成數(shù)字信號，并將其送入合并單元以生成SV報文。加裝GPS時間同步裝置后，外部同步信號輸出分兩路：一路到合并單元，另一路到延時測試儀。其中，在外部同步信號的觸發(fā)下，合并單元接收A／D轉(zhuǎn)換裝置發(fā)送的采樣信號，并通過打時標(biāo)的方式標(biāo)記出信號接收時間，再生成SV報文發(fā)送到延時測試儀；延時測試儀接收合并單元發(fā)送的SV報文并記錄下接收時刻，此時刻相對于合并單元接收A／D轉(zhuǎn)換裝置發(fā)送的采樣信號的接收時間滯后了時間τ，顯然τ即為合并單元的額定延時時間。為了簡化測試，一般選取0號報文為標(biāo)識的SV報文。由直接法的測量原理可以看出，該方法隔離了測量過程中可能引入的互感器的傳變延時，直接對比合并單元接收A／D轉(zhuǎn)換裝置輸出的采樣信號與合并單元輸出SV報文之間的時間差，測量結(jié)果的精度更高。

2 基于頻域識別的延時測量原理

合并單元接收各路數(shù)字信號，并對數(shù)據(jù)進(jìn)行處理打包，生成SV報文發(fā)送給間隔層設(shè)備，輸入信號S（t）與輸出信號 y（t）與關(guān)系如圖6所示。

圖6 合并單元輸入與輸出關(guān)系示意圖Fig.6 Relationship schematic diagram of input and output of MU

不論信號S（t）的頻率如何改變，通過合并單元后，輸入信號S（t）的幅度并未發(fā)生改變，只是輸出將輸入信號延遲了τ的時間，因此可將合并單元看作一個延時濾波器。設(shè)合并單元的單位脈沖響應(yīng)為h（t），則通過合并單元后信號的輸入輸出關(guān)系可以表示為：

在頻域上，輸入輸出則存在如下關(guān)系：

其中 S（j w）、Y（j w）分別為 S（t）、y（t）的頻譜。當(dāng)只存在時間延遲時，合并單元相當(dāng)于線性相位濾波器，其傳遞函數(shù)為：

因此，輸出信號與輸入信號的頻譜關(guān)系為：

進(jìn)而可得：

式（6）表明，根據(jù)輸入信號和輸出信號頻譜的相位差和信號頻率w，可求得合并單元的額定延時，這就是頻域辨識的合并單元額定延時的測量方法。 但在實(shí)際應(yīng)用中，式（6）存在一定的問題：在利用arg函數(shù)提取輸出信號與輸入信號頻譜比時，由于arg函數(shù)得到的相位在［-π，π］之間，因此式（6）無法區(qū)別出輸入信號與輸出信號頻譜相位差超過2π的情況，即間接法測量時存在的無法區(qū)分相位差超過2π的額定延時。為避免這種現(xiàn)象，可以通過輸入不同頻率的信號，得到合并單元的相頻特性曲線。當(dāng)輸入信號的頻率較低時，信號的周期較長，則不會出現(xiàn)合并單元額定延時測量差出整周期的現(xiàn)象。例如，當(dāng)輸入信號頻率為1 Hz時，其周期為1 s。而合并單元的額定延時不會超過1 s，這就避免了測量過程中出現(xiàn)相位差超過2π的情況。

3 仿真計(jì)算

為了驗(yàn)證基于頻域識別的合并單元額定延時測量方法的有效性，采用MATLAB的Simulink建模功能對其進(jìn)行了仿真計(jì)算，仿真模型示意圖如圖7所示。

圖7 基于頻域辨識的額定延時測量模型示意圖Fig.7 Measuringmodel schematic diagram of rated delay time based on frequency domain identification

圖中Sine Wave為輸入信號源模塊，Transport Delay為合并單元額定延時模塊，輸入信號通過合并單元后，其時域波形輸出到Scope模塊的一通道；其頻域分別經(jīng)Fourier和Fourier1模塊進(jìn)行傅里葉變換，并提取輸入信號與輸出信號頻譜的相位差，輸出到Scope模塊的二通道。這樣，通過輸入不同頻率的信號，可以得到不同頻率下合并單元的相頻特性曲線，并根據(jù)相頻特性曲線的斜率即可求得其額定延時的大小。

在仿真過程中，輸入信號的掃描頻率為1 Hz～100 Hz，合并單元的額定延時設(shè)置為1 500μs，分別對輸入信號和經(jīng)過合并單元延時后的輸出信號進(jìn)行傅里葉變換，并求得輸入信號與輸出信號頻譜的相位差，得到圖8所示的合并單元相頻特性曲線?？梢钥闯觯喜卧南囝l特性為一條過原點(diǎn)的直線，曲線的斜率即對應(yīng)了其額定延時的大小。取頻率為80 Hz時，合并單元相頻特性曲線對應(yīng)的相位差為43.2°，根據(jù)式（6）可得：

顯然，理論計(jì)算結(jié)果與實(shí)際設(shè)定值相符，驗(yàn)證了頻域辨識法測量合并單元額定延時的正確性。但在實(shí)際工程應(yīng)用中，頻域辨識法仍會引入互感器自身的傳變延時，從而改變合并單元的相頻特性曲線，影響額定延時測量的結(jié)果。為了分析互感器傳變延時對合并單元額定延時測量的影響，選用了某廠家生產(chǎn)的合并單元進(jìn)行仿真計(jì)算。該合并單元傳變延時特性可等效為二階低通濾波器：通帶截止頻率為2 kHz，3.3 kHz處衰減幅度為 6 dB，經(jīng)計(jì)算其傳遞函數(shù)為：

圖8 合并單元相頻特性曲線圖Fig.8 Curve chart ofmerging unit phase characteristics

仿真可得其幅頻和相頻特性曲線如圖9所示，合并單元的傳變特性在低頻時衰減較小，隨著頻率的升高其幅度衰減逐漸增大；低頻時其相位偏移較小，隨著頻率的升高相頻特性偏移增大。

圖9 合并單元幅頻、相頻特性曲線圖Fig.9 Curve chart ofmerging unit amplitude and phase characteristics

圖10給出了考慮傳變延時后，輸入頻率為1 Hz～100 Hz時采用頻域識別法得到的合并單元相頻特性曲線。

圖10 考慮傳變延時的合并單元相頻特性曲線圖Fig.10 Curve chart ofmerging unit phase characteristics allowing for transmission delay

對比圖9和圖10可以看出，合并單元的相頻特性曲線變化不大。為了減小單頻率點(diǎn)測量造成的延時測量誤差，計(jì)算了1 Hz～100 Hz時每個頻點(diǎn)的額定延時，并對其進(jìn)行取平均。計(jì)算結(jié)果為1 532μs，則傳變延時導(dǎo)致的合并單元額定延時測量誤差為：

因此，合并單元的傳變誤差相對其額定延時很小，可以認(rèn)為頻域識別法測得的合并單元延時大小即為其額定延時。在測量過程中，選用低頻率的掃描方法有兩個優(yōu)點(diǎn)：一是頻率低時信號周期較大，這就大大減小了額定延時測量時出現(xiàn)的信號差出整周期的可能性；二是頻率較低時，合并單元的傳變延時特性對應(yīng)的相位偏移較小，其額定延時測量的準(zhǔn)確性也越高。

4 結(jié)束語

合并單元的額定延時直接關(guān)系到繼電保護(hù)動作的時間，其大小必須得到準(zhǔn)確測量。本文根據(jù)合并單元的工作原理及流程，分析了其采樣環(huán)節(jié)的延時中傳變延時和額定延時的構(gòu)成，介紹了合并單元額定延時的測量方法。針對現(xiàn)有測量方法的不足，研究了合并單元額定延時引起的輸出信號與輸入信號頻譜之間的相位差的偏移，發(fā)現(xiàn)時域中的延時特性對應(yīng)頻域中的線性相位，據(jù)此提出了基于頻域辨識的額定延時測量方法。理論分析和仿真結(jié)果表明，頻域辨識法可以有效地測量合并單元的額定延時，為數(shù)字化采樣工程中測合并單元額定延時的測量提供了一種新的可行方法。