何 寧，李雅文，杜成瑞，徐德鴻

（浙江大學電力電子技術研究所，杭州 310027）

高功率密度碳化硅MOSFET軟開關三相逆變器損耗分析

何 寧，李雅文，杜成瑞，徐德鴻

（浙江大學電力電子技術研究所，杭州 310027）

相比硅IGBT，碳化硅MOSFET擁有更快的開關速度和更低的開關損耗。碳化硅MOSFET應用于高開關頻率場合時其開關損耗隨著開關頻率的增加亦快速增長。為進一步提升碳化硅MOSFET逆變器的功率密度，探討了采用軟開關技術的碳化硅MOSFET逆變器。比較了不同開關頻率下的零電壓開關三相逆變器及硬開關三相逆變器的損耗分布和關鍵無源元件的體積，討論了逆變器效率和關鍵無源元件體積與開關頻率之間的關系。隨著開關頻率從數(shù)十kHz逐漸提升至數(shù)百kHz，軟開關逆變器不僅能夠維持較高的轉(zhuǎn)換效率，還能取得更高的功率密度。最后，在1臺9 kW軟開關三相逆變器和1臺9 kW硬開關逆變器上進行了實驗驗證。

碳化硅MOSFET；軟開關；三相逆變器；高效率；高功率密度

三相逆變器在光伏發(fā)電裝置、風力發(fā)電系統(tǒng)等分布式發(fā)電系統(tǒng)中廣泛應用。受制于器件的開關損耗，這些發(fā)電裝置的開關頻率一般不超過10 kHz。近年來，碳化硅MOSFET器件由于具有更快的開關速度和更低的開關損耗等特點而受到關注[1]。2007年，Cree公司的1 200 V碳化硅MOSFET首先應用于1臺7 kW的兩電平光伏逆變器，該逆變器開關頻率為16.6 kHz，峰值效率達到97.8%[2-3]。文獻[4-5]搭建了采用全碳化硅MOSFET和碳化硅二極管的20 kW三相T型三電平光伏逆變器，該逆變器開關頻率為20 kHz，效率達到99%；文獻[6]評估了采用Cree公司第2代1 200 V/50 A碳化硅MOSFET模塊的10 kW兩電平逆變器，該逆變器在開關頻率16 kHz下峰值效率大于99%，而在24 kHz下峰值效率依然達到98.7%。然而，當碳化硅逆變器工作于開關頻率幾十kHz甚至100 kHz時，碳化硅MOSFET器件的開關損耗隨開關頻率的增加亦快速增長[7-9]。為進一步提升碳化硅MOSFET三相逆變器性能，軟開關技術是值得探討的一種途徑。

應用于三相逆變器的軟開關技術可以分為直流側(cè)諧振電路方案和交流側(cè)諧振電路方案。常見的直流側(cè)諧振電路方案主要有諧振直流環(huán)節(jié)變流器、箝位型直流環(huán)節(jié)變流器、ZVS-PWM復合有源箝位逆變器和準并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)變流器等[10-13]。典型的交流側(cè)軟開關電路則主要有輔助諧振極變流器、六開關零電流轉(zhuǎn)換變流器和耦合電感零電壓轉(zhuǎn)換變流器等[14-16]。近年來，ZVS-PWM復合有源箝位逆變技術受到關注，其諧振電路結(jié)構(gòu)與有源諧振直流環(huán)節(jié)類似，但采用特殊的空間矢量調(diào)制策略，電路中主開關和輔助開關均能實現(xiàn)零電壓開通[17-19]。碳化硅MOSFET器件已應用于復合有源箝位零電壓開關全橋逆變器和零電壓開關三相逆變器[20-22]，30 kW碳化硅MOSFET三相零電壓開關逆變器在300 kHz開關頻率下的滿載效率為98.2%。

本文對采用碳化硅MOSFET器件的復合有源箝位零電壓開關三相逆變器進行研究。首先簡單介紹了復合有源箝位零電壓開關逆變器（簡稱軟開關逆變器）的工作原理以及三相硬開關逆變器和軟開關逆變器的損耗模型；然后分析并比較了不同開關頻率下的三相硬開關逆變器以及三相軟開關逆變器的損耗分布和關鍵無源元件的體積，討論了逆變器轉(zhuǎn)換效率和關鍵無源元件體積與開關頻率之間關系；最后搭建了9 kW硬開關逆變器和9 kW軟開關逆變器實驗平臺，并進行實驗驗證。

1 軟開關逆變器原理簡介

軟開關逆變器拓撲如圖1所示，由有源開關Saux、諧振電感Lr和箝位電容Cc組成的有源箝位輔助電路串聯(lián)于直流母線，三相主橋臂開關管Sa1、Sa2、Sb1、Sb2、Sc1、Sc2以及輔助開關管 Saux兩端分別并聯(lián)諧振電容 Cra1、Cra2、Crb1、Crb2、Crc1、Crc2和 Craux[13]。規(guī)定軟開關逆變器中各元件的電壓電流正方向如圖1所示。圖2所示為復合有源箝位零電壓開關逆變器SVM調(diào)制的扇區(qū)劃分示意。假設Cra1=Cra2=Crb1=Crb2=Crc1=Crc2=Cr，Craux=0，以扇區(qū)1-1為例，階段分析并簡單介紹該逆變器零電壓開關的原理[13]。

圖1 軟開關逆變器拓撲Fig.1 ZVS inverter topology

圖2 零電壓開關逆變器SVM調(diào)制扇區(qū)劃分Fig.2 Sectors definition in ZVS-SVM

圖3 扇區(qū)1-1中各開關管驅(qū)動及關鍵波形Fig.3 Key waveforms of components in sector 1-1

圖3所示為扇區(qū)1-1中一個開關周期Ts內(nèi)各開關管的驅(qū)動信號、管壓和諧振電感電流波形。階段 1（t0～t1），電路初始工作于 111 矢量狀態(tài)，根據(jù)圖2中電感電流的極性，二極管Db1、Dc1導通；階段2（t1～t2），在 t1時刻將輔助開關管 Saux關斷，諧振電感Lr和諧振電容 Craux、Cra2、Crb2、Crc2發(fā)生諧振，t2時刻主開關管Sb2和Sc2兩端電壓諧振到0，即主橋臂電壓Vbus諧振到0，本階段等效電路如圖4所示；階段3（t2～t3），主開關并聯(lián)二極管 Da2、Db2、Dc2導通續(xù)流；階段 4（t3～t4），該階段為二極管 Db1、Dc1向主開關管 Sb2、Sc2換流，t4時刻換流結(jié)束后諧振電感電流等于A相并網(wǎng)電流 iga；階段 5（t4～t5），該階段為直通階段，所有主開關管開通，諧振電感Lr儲存能量，在此階段諧振電感額外增加電流iadd以保證下一開關周期中主開關管的零電壓開通[13]；階段 6（t5～t6），t5時刻關斷直通的開關管 Sa2、Sb1、Sc1， 諧振電感 Lr和諧振電容Craux、Cra2、Crb1、Crc1發(fā)生諧振，在 t6時刻將主橋臂電壓Vbus重新諧振到Vdc+VCc，同時輔助開關管兩端電壓諧振到0以實現(xiàn)輔助開關管Saux的零電壓開通，等效電路如圖 5所示；階段 7（t6～t7）：電路工作在矢量100狀態(tài)。主開關管和和輔助開關管的零電壓開關均已實現(xiàn)。

圖4 主開關零電壓開通諧振過程Fig.4 Resonant stage for main switch’s ZVS

圖5 輔助開關零電壓開通諧振過程Fig.5 Resonant stage for auxiliary switch’s ZVS

2 軟開關逆變器和硬開關逆變器損耗分布

2.1 軟開關逆變器和硬開關逆變器參數(shù)

9 kW軟開關逆變器和9 kW硬開關逆變器的輸入、輸出電氣參數(shù)如表1所示。不同開關頻率下的濾波電感及諧振元件參數(shù)如表2所示。為保證不同開關頻率下輸出電流（iga,igb,iigc）的開關紋波保持不變，濾波電感（La,Lb,Lc）與開關頻率成反比關系。同樣地，為了在不同開關頻率下保持輔助開關管Saux關斷占空比恒定，諧振電感Lr與諧振電容Cr也與開關頻率基本成反比關系，這也同時保證了輔助開關管Saux的電流應力保持不變[10]。輔助開關管選取碳化硅MOSFET器件C2M0025120D，兩端不外并聯(lián)電容，等效輸出電容為0.36 nF[22]。三相主開關管選取器件碳化硅MOSFET器件C2M0080120D，其諧振電容Cr包含兩部分，即外并聯(lián)的諧振電容Cp以及碳化硅MOSFET器件等效輸出電容Ce。

表1 軟開關逆變器和硬開關逆變器輸入輸出電氣參數(shù)Tab.1 Input and output electrical parameters of inverter

表2 軟開關逆變器中濾波電感及諧振元件參數(shù)Tab.2 Output filter and resonant parameters of ZVS inverter

硬開關逆變器的損耗主要由三相主開關器件損耗（包括通態(tài)損耗、開通損耗和關斷損耗）和濾波電感損耗兩部分組成。因開關頻率較高，為減小磁損，濾波電感選取鐵氧體DMR95材料。軟開關逆變器相比硬開關逆變器消除了開通損耗，但額外增加了輔助電路損耗和主開關器件的直通關斷損耗。輔助電路損耗主要包括輔助開關器件損耗（包括通態(tài)損耗和關斷損耗）和諧振電感的損耗，諧振電感同樣選取低磁損的鐵氧體DMR95材料。軟開關逆變器中所有器件的關斷過程均為并聯(lián)電容下的關斷過程，為精確分析軟開關逆變器的關斷損耗，本文對碳化硅MOSFET器件C2M0025120D和C2M00 80120D并聯(lián)不同電容時的關斷損耗進行了測試，測試電路為經(jīng)典的雙脈沖測試電路[23]。測試條件為直流電壓為600 V，驅(qū)動電阻4.7 Ω，最終得到主開關C2M0080120D和輔助開關C2M0025120D并聯(lián)不同電容時的關斷損耗曲線，如圖6所示。主開關和輔助開關的關斷損耗都可以分別表示為溝道電流Ids和外并聯(lián)諧振電容Cp的函數(shù)Eoff3（Ids,Cp）和Eoffaux（Ids,1.5Cp）[13]。

圖6 主開關和輔助開關并電容關斷損耗測試結(jié)果Fig.6 Turn-off loss test with extra paralleled capacitor

2.2 關鍵損耗計算公式

本文碳化硅硬開關逆變器和軟開關逆變器的三相橋臂均采用不連續(xù)空間矢量調(diào)制方法[13]。

在整個工頻周期內(nèi)，硬開關逆變器的輸出電流（iga,igb,igc）絕對值最大相保持不動作。以圖2中的A相輸出電流為例，扇區(qū)1-1、扇區(qū)3-2、扇區(qū)4-1和扇區(qū)6-2內(nèi)A相不進行開關動作。根據(jù)輸出電流對稱性，硬開關逆變器三相橋臂總開通損耗Pon3和三相橋臂總關斷損耗Poff3可以表示為

式中：iga（n）為輸出電流 iga的離散化表達式；fs為開關頻率；f0為輸出電流基波頻率；Eon為雙脈沖測試得到的器件開通損耗；Eoff為器件關斷損耗采用不外并聯(lián)諧振電容時的數(shù)據(jù)。

軟開關逆變器三相橋臂的總關斷損耗Poff3包括三相主開關并電容關斷損耗和直通關斷損耗，可以表示為

式中，Cp為三相橋臂主開關并電容關斷損耗的外并聯(lián)電容，三相主開關直通關斷損耗采用外并聯(lián)電容為 1.5 Cp的數(shù)據(jù)[13]。

輔助開關Saux采用同步整流的工作方式，因此其通態(tài)損耗PconSaux可以近似表示為

式中，Rds（on）為輔助開關 Saux的漏源導通電阻。

輔助開關關斷損耗采用外并聯(lián)電容為1.5 Cp的數(shù)據(jù)[13]，其總關斷損耗PoffSuax可以表示為

輔助開關關斷電流 iSaux（t1）滿足[13]的條件為

式中，CeSaux為輔助開關的等效輸出電容，取值為0.36 nF。

諧振電感的繞組損耗PCu_Lr可以表示為

式中：Rdc為諧振電感繞組直流電阻；Rac為諧振電感繞組交流電阻。諧振電感電流近似等效為三角波，則諧振電感電流的直流分量Idc和交流分量有效值Iac滿足的條件為

本文采用正弦波電流波形激勵下的數(shù)據(jù)估算諧振電感的磁芯損耗。根據(jù)諧振電感波形可以計算出開關頻率磁通密度的擺幅ΔB，再查閱磁芯材料的磁損曲線得到單位體積的磁損PcV，諧振電感的磁芯損耗PFe_Lr可以表示為

式中，VCore為諧振電感磁芯的體積。

將上述參數(shù)和計算公式導入Mathcad軟件，計算硬開關逆變器和軟開關逆變器的各部分損耗。

2.3 損耗分析

設Pcon3為三相橋臂通態(tài)損耗，Pon3為三相橋臂開通損耗，Poff3為三相橋臂關斷損耗，PconSaux為輔助管通態(tài)損耗，PoffSaux為輔助管關斷損耗，PCu_Lr為諧振電感銅損，PFe_Lr為諧振電感磁損，PCu_L為濾波器銅損，PFe_L為濾波器磁損，Ptotal為總損耗。圖7所示為硬開關逆變器各部分損耗分布隨開關頻率變化的結(jié)果。由圖7可見，由于MOSFET的開關特性，同一開關頻率下開通損耗均遠遠大于關斷損耗；隨著開關頻率從50 kHz上升至300 kHz，三相主開關的開通損耗顯著增加，逐漸占據(jù)總損耗的主要部分；而三相主開關的關斷損耗遠遠小于其開通損耗，在300 kHz開關頻率下關斷損耗占總損耗的比值較小，濾波電感損耗占總損耗的比值也比較小，其中濾波電感的銅損隨開關頻率的提升而下降，而磁損略微有所增加。硬開關逆變器的總損耗隨著開關頻率的增長而快速增加的主要原因是功率器件快速增長的開通損耗。硬開關逆變器總損耗從50 kHz開關頻率時的96 W快速增加至300 kHz開關頻率時的229 W。

圖7 硬開關逆變器損耗分布與開關頻率的關系Fig.7 Loss distribution of hard switching inverter under different switching frequency

圖8所示為軟開關逆變器各部分損耗分布隨開關頻率變化的結(jié)果。相比硬開關逆變器，軟開關逆變器消除了三相橋臂開通損耗，但額外增加了輔助開關及諧振電感的損耗，而且三相橋臂關斷損耗也額外增加了直通關斷損耗。其中隨開關頻率增加而顯著變化的主要是三相橋臂和輔助開關的關斷損耗，但這兩者占總損耗的比值較小。因此軟開關逆變器的總損耗從50 kHz開關頻率時的96 W緩慢增加至300 kHz開關頻率時的132 W。

圖9所示為300 kHz開關頻率時，硬開關逆變器與軟開關逆變器的各部分損耗分布對比。顯然，軟開關技術消除了硬開關逆變器中較大的開通損耗后，額外增加了較小的輔助電路損耗，因而軟開關技術將逆變器損耗從229 W下降到132 W。

圖8 軟開關逆變器損耗分布與開關頻率的關系Fig.8 Loss distribution of ZVS inverter under different switching frequency

圖9 300 kHz軟開關逆變器和300 kHz硬開關逆變器損耗分布對比Fig.9 Loss comparison of ZVS inverter at 300 kHz switching frequency and hard switching inverter at 300 kHz switching frequency

圖10所示為300 kHz開關頻率軟開關逆變器100 kHz開關頻率硬開關逆變器的各部分損耗分布對比。通過采用軟開關技術，軟開關逆變器的開關頻率提升至300 kHz后，損耗依然保持與100 kHz硬開關逆變器相接近的水平。

圖11所示為軟開關逆變器與硬開關逆變器的滿載效率曲線對比結(jié)果。隨著開關頻率上升，硬開關逆變器的效率下降速度比軟開關逆變器更為顯著，軟開關逆變器的轉(zhuǎn)換效率在300 kHz開關頻率時依然可以保持在98.6%，與硬開關逆變器在100 kHz開關頻率時的效率相當。圖12所示為100 kHz硬開關逆變器中濾波電感體積和300 kHz軟開關逆變器中濾波電感、諧振電感體積對比的結(jié)果，軟開關逆變器在300 kHz開關頻率時的電感總體積（0.25 L）相比硬開關逆變器100 kHz時的電感總體積（0.58 L）減少了57%。由圖可知，300 kHz軟開關逆變器相比100 kHz硬開關逆變器可獲得更高的功率密度。

圖10 300 kHz軟開關逆變器和100 kHz硬開關逆變器損耗分布對比Fig.10 Loss comparison of ZVS inverter at 300 kHz switching frequency and hard switching inverter at 100 kHz switching frequency

圖11 軟開關逆變器和硬開關逆變器效率對比Fig.11 Efficiency comparison of two inverters

圖12 軟開關逆變器和硬開關逆變器電感元件體積對比Fig.12 Inductors volume comparison of two inverters

3 實驗驗證

為驗證上述分析，搭建了9 kW軟開關逆變器和9 kW硬開關逆變器的實驗平臺。實驗中逆變器的輸入、輸出參數(shù)按照表1設計。軟開關逆變器的諧振參數(shù)以及濾波電感按照表2設計。實驗時軟開關逆變器和硬開關逆變器工作在獨立帶載模式，軟開關逆變器的運行連接圖如圖13所示。

圖13 軟開關逆變器獨立帶載運行連接圖Fig.13 Experimental connection diagram of ZVS inverter in standalone mode

圖14所示為150 kHz開關頻率下，硬開關逆變器中主開關管Sa1的硬開通和關斷波形，其中vds_Sa1為器件兩端管壓，ids_Sa1為器件電流。圖15所示為相同開關頻率150 kHz下，軟開關逆變器中主開關管Sa1的零電壓開通和關斷波形，此時主開關管并聯(lián)電容為0.47 nF。圖14和圖15中，負載電流瞬時值約為 15 A。對比圖 14（a）和圖 15（a）可知，軟開關逆變器中主開關兩端電壓諧振到0后才開始換流，主開關實現(xiàn)了零電壓開通；對比圖14（b）和圖15（b）可知，軟開關逆變器中主開關兩端外并聯(lián)諧振電容，關斷時兩端電壓上升相比硬開關逆變器主開關慢，減小了關斷損耗。

圖 16所示為開關頻率在 150 kHz、200 kHz、300 kHz時，軟開關逆變器和硬開關逆變器在全負載范圍內(nèi)的效率對比。如圖16（a）所示，在開關頻率150 kHz時，軟開關逆變器相比硬開關逆變器，在輕載時具有0.7%的效率優(yōu)勢，而在滿載時具有0.6%的效率優(yōu)勢。如圖16（b）所示，在開關頻率200 kHz時，軟開關逆變器相比硬開關逆變器在輕載時具有0.8%的效率優(yōu)勢，而在滿載時具有0.7%的效率優(yōu)勢。如圖16（c）所示，在開關頻率300 kHz時，軟開關逆變器相比硬開關逆變器在輕載時具有1.2%的效率優(yōu)勢，而在滿載時具有1%的效率優(yōu)勢。隨著開關頻率的提升，軟開關逆變器具有更大的效率優(yōu)勢。

圖14 硬開關逆變器主開關管開通和關斷波形（15 A）Fig.14 Turn-on and turn-off waveforms of main switch in hard switching inverter at 15 A load current

圖15 軟開關逆變器主開關管開通和關斷波形（15 A）Fig.15 Turn-on and turn-off waveforms of main switch in ZVS inverter at 15 A load current

不同開關頻率下軟開關逆變器和硬開關逆變器滿載時的理論效率和實驗效率如圖17所示。由圖17可知，無論軟開關逆變器還是硬開關逆變器，他們的理論效率與實驗效率走勢均非常一致。隨著開關頻率從100 kHz提升至300 kHz，軟開關逆變器滿載實驗效率從98.7%下降至98.3%，下降了0.4%。而硬開關逆變器滿載實驗效率從98.4%下降至97.3%，下降了1.1%。隨著開關頻率的提升，軟開關逆變器相比硬開關逆變器具有更堅挺的效率表現(xiàn)，實驗結(jié)果與理論分析一致。觀察可知，300 kHz軟開關逆變器具有與100 kHz硬開關逆變器相似的滿載實驗效率。

圖16 不同開關頻率軟開關逆變器與硬開關逆變器實驗效率對比Fig.16 Efficiency comparison of hard switching inverter and ZVS inverter at different switching frequencies

圖18所示為不同開關頻率下逆變器的濾波電感實物。當開關頻率從100 kHz提升至300 kHz時，濾波電感總體積從0.55 L下降至0.19 L。圖19所示為不同開關頻率下軟開關逆變器諧振電感實物。當開關頻率從150 kHz提升至300 kHz時，諧振電感體積從0.06 L下降至0.044 L。100 kHz硬開關逆變器中電感總體積為0.55 L，而300 kHz軟開關逆變器中濾波電感和諧振電感的總體積則為0.234 L，下降57%。300 kHz軟開關逆變器相比100 kHz硬開關逆變器，不僅具有相似的效率水平，還能夠取得更高的功率密度。

圖17 軟開關逆變器與硬開關逆變器滿載實驗效率與開關頻率的關系Fig.17 Efficiency comparison of hard switching inverter and ZVS inverter at full load and various switching frequencies

圖18 不同開關頻率下的逆變器濾波電感Fig.18 Volumes of filter inductors

圖19 不同開關頻率下的軟開關逆變器諧振電感Fig.19 Volumes of resonant inductors in ZVS inverter

4 結(jié)語

本文主要探究了高開關頻率下應用碳化硅MOSFET的軟開關逆變器的效率表現(xiàn)和電感體積變化。理論分析和實驗驗證都表明，隨著開關頻率的提升，相比硬開關逆變器，軟開關逆變器具有明顯的效率優(yōu)勢。300 kHz開關頻率的軟開關逆變器不僅具有與100 kHz開關頻率硬開關逆變器近似的效率，而且擁有更小的電感體積，使功率密度能夠得到顯著提升。

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何寧

何寧（1986-），男，博士研究生，研究方向：高效率軟開關逆變器，E-mail：hening 722@zju.edu,cn。

李雅文（1991-），女，碩士，研究方向：高效率軟開關逆變器,E-mail：lyw911008@126.com。

杜成瑞（1985-），男，中國電源學會會員，博士，研究方向：高效率軟開關逆變器，E-mail：dcr@zju.edu.cn。

徐德鴻（1961-），男，中國電源學會高級會員，通信作者，博士，教授，研究方向：電力電子技術，新能源電力電子電路、建模和控制，氫燃料電池電源系統(tǒng)及微電網(wǎng)，數(shù)據(jù)中心電源， E-mail：xdh@zju.edu.cn。

Loss Analysis of High Power Density SiC-MOSFET Zero-voltage-switching Three-phase Inverter

HE Ning,LI Yawen,DU Chengrui,XU Dehong
（Institute of Power Electronics,Zhejiang University,Hangzhou 310027,China）

Although SiC-MOSFET has higher switching speed and lower switching loss comparing to traditional Si-IGBT,the dynamic loss of the hard switching SiC-MOSFET converter rises quickly with the increment of the switching frequency.To further pushing the power density of three-phase SiC-MOSFET inverter,zero-voltage-switching （ZVS）technique is adopted.In this paper the loss distributions of both a 9 kW hard switching inverter and a 9 kW ZVS inverter with SiC-MOSFET have been derived and compared with respect to physical size of the passive components at different switching frequencies ranging from tens of kHz to hundreds of kHz.With the increment of the switching frequency,ZVS inverter can achieve not only a high conversion efficiency,but also a much higher power density.Finally the advantages of the ZVS inverter are verified by experimental results.

SiC MOSFET;zero-voltage-switching（ZVS）;three-phase inverter;high efficiency;high power density

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.6.1

TM46

A

2017-05-31；

2017-09-06

國家自然科學基金資助項目（51277163，51337009）Project Supported by National Natural Science Foundation of China（51277163，51337009）