胡克用，章真亮，倪莉莉，張慧熙，葉 霞，陳仙明

(1.杭州師范大學錢江學院，浙江 杭州 310018； 2.浙江水利水電學院 機械與汽車工程學院，浙江 杭州 310018)

一種降壓型直流開關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計*

胡克用1，章真亮1，倪莉莉1，張慧熙1，葉 霞1，陳仙明2

(1.杭州師范大學錢江學院，浙江 杭州310018；2.浙江水利水電學院 機械與汽車工程學院，浙江 杭州310018)

為了解決傳統(tǒng)DC-DC變換器存在的能量損耗大、效率低、輸出紋波大等問題，以LM5117芯片和CSD18532KCSMOS場效應管為核心器件，實現(xiàn)了16V到5V的直流電壓降壓轉(zhuǎn)換。文中先通過對比各種降壓型直流開關(guān)穩(wěn)壓電源的轉(zhuǎn)換機理，確定了基于LM5117芯片的Buck變換器設(shè)計方案；接著詳細闡述了電路設(shè)計中降壓變換與穩(wěn)壓控制的方法，針對LM5117芯片外圍關(guān)鍵的元件參數(shù)，給出了計算公式與參考數(shù)據(jù)，同時對于傳統(tǒng)的電流采樣與斜波補償電路進行了改進；最后，經(jīng)過實驗驗證，該設(shè)計的降壓型直流開關(guān)電路負載調(diào)整率為3%，電壓調(diào)整率為0.5%，效率達到87%，并且輸出紋波得到較好的抑制，達到了預期設(shè)計的效果。

LM5117；開關(guān)電源；電壓轉(zhuǎn)換；降壓；紋波

0 引言

開關(guān)電源的工作方式是通過控制開關(guān)管導通和關(guān)斷的時間比，從而來維持并穩(wěn)定輸出電壓的一種電源形式[1]，它一般由脈沖寬度調(diào)制芯片以及場效應管為主要器件構(gòu)成。當脈寬調(diào)制芯片輸出等幅不等時長的波形時，開關(guān)管會根據(jù)此波形進行一定比例時長的導通與關(guān)斷，從而將輸出電壓穩(wěn)定在某一特定值[2]。隨著電子技術(shù)的進步以及新型電源芯片不斷推出，開關(guān)電源技術(shù)及性能也在飛速向前發(fā)展。

傳統(tǒng)的Buck型DC-DC電路，存在著能量損耗高、效率低、輸出紋波大等問題，而且不利于集成化[3]。本文介紹了一種以LM5117芯片為核心，Buck型電路為主結(jié)構(gòu)的降壓型電路設(shè)計。此穩(wěn)壓電源的效率理論上可以達到90%以上，具有造價低、體積小、精度高、速度快等特點[4]。它包含了輸出電壓實時監(jiān)測并反饋的功能，而且能有效地抑制紋波以及一些高頻諧振輸入量的干擾。在電子、通信、能源、航天航空、軍事等領(lǐng)域應用廣泛。電路設(shè)計中實現(xiàn)了由16 V轉(zhuǎn)5 V、偏差小于100 mV、額定電流Iomax=3 A的轉(zhuǎn)化效果。

1 方案分析

1.1線性穩(wěn)壓

在降壓型DC-DC轉(zhuǎn)換電路中比較常見的是采用線性穩(wěn)壓器，如圖1所示。但線性穩(wěn)壓中串聯(lián)的功率調(diào)整管損耗高，晶體管上的功耗大，整體體積大，散熱也有很大問題，嚴重限制了應用[5]。

1.2傳統(tǒng)的Buck變換器

圖3 電路應用的原理圖

圖2(a)所示是由單刀雙擲開關(guān)S、電感元件L以及電容C共同構(gòu)成的Buck型變換器電路結(jié)構(gòu)圖。圖2(b)所示是由以一定占空比工作的晶體管T、二極管D、電感L以及電容C共同構(gòu)成的Buck型變換器電路結(jié)構(gòu)圖，電路完成了把直流電壓Vi轉(zhuǎn)換成直流電壓Vo的功能[6]。

圖1 線性穩(wěn)壓器結(jié)構(gòu)

圖2 Buck電路的變換器

然而，該電路結(jié)構(gòu)的缺點是輸入與輸出共用一個地，容易產(chǎn)生EMI干擾和電路板帶電，存在觸電的風險；同時，當Vi>2Vo時，由于儲能電感L的電流不連續(xù)會造成其輸出電壓Vo的紋波增大，于是濾波輸出電壓Vo小于濾波輸入電壓的平均值。

綜上所述，對比之前的兩種方案，以LM5117芯片為核心的Buck變換器來設(shè)計降壓型的直流開關(guān)穩(wěn)壓電源最為合適，接下來將重點描述如何設(shè)計該電路的結(jié)構(gòu)，以及提出一些重要電學參數(shù)的設(shè)計依據(jù)。

2 電路工作原理

2.1電路原理圖

電路設(shè)計中，外圍的應用元件設(shè)置如圖3所示，在PWM調(diào)制的上半周期，驅(qū)動端口HO打開，驅(qū)動端口LO關(guān)閉，電路通過LM5117降壓，并為電感L1充電，電壓通過濾波電路輸出。當輸出電壓逐漸升高使HO端被截止，LO端口被打開，此時二極管D1導通，電容C5阻斷了直流輸入的電壓能量，導致無法直接影響輸出電壓，而是把前半周期中在電感儲存的能量作為輸出電能的形式，從而達到節(jié)能的效果。

圖4 自舉電路

然而在此時自舉電路中的電容C5也在不斷充電，自舉電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。自舉電路的作用是提高了HO基極的電壓，進而形成開關(guān)管Q1導通、開關(guān)管Q2被截止的效果，由此循環(huán)往復，穩(wěn)定了輸出的電壓。

2.2穩(wěn)壓控制方法

在本方案中的穩(wěn)壓控制作用來源于LM5117電路的反饋補償功能，穩(wěn)壓器控制方法類似于電流斜坡的峰值電流控制模式。峰值電流模式控制特點在于補充進去了輸入電壓前饋、逐周期的電流限制閾值，并且簡化了環(huán)路補償電路結(jié)構(gòu)。通過控制電流斜坡度則可以有效降低PWM電路的噪聲敏感度，同時易于給出在處理高輸入電壓應用中所需要的極小占空比。

具體的補償電路參數(shù)設(shè)計由環(huán)路補償電容CCOMP、CHF和環(huán)路補償電阻RCOMP確定，這3個外圍元件組成了一個穩(wěn)壓環(huán)路，如圖5所示。

圖5 芯片外圍的元件連接圖

各個參數(shù)的計算設(shè)計公式如下：

(1)穩(wěn)壓環(huán)路的補償電阻為：

(1)

其中，fsw為芯片的開關(guān)頻率，RS為芯片內(nèi)部的電流檢測電阻，AS為芯片內(nèi)部的電流檢測放大器的增益，COUT為輸出電容(這里，COUT=COUT1+COUT2)。

(2)環(huán)路的補償電容為：

(2)

這里，RLOAD為最大輸出電流時的負載阻值。

(3)確定環(huán)路補償電容：

(3)

其中，RESR為輸出電容的等效串聯(lián)電阻。

3 電路設(shè)計

3.1參數(shù)設(shè)計

在LM5117外圍元件的連接關(guān)系中，幾個關(guān)鍵元件參數(shù)設(shè)置如下：

(1)定時電阻：

(4)

fsw為開關(guān)頻率，這里設(shè)fsw=230 kHz。

(2)輸出電感：

(5)

Ipp(max)表示輸出電流的最大紋波量，這里設(shè)為輸出電流3 A的40%；Vin(max)表示最大的輸入電壓量，這里設(shè)為17.6 V。

(3)斜坡電阻：

(6)

斜坡電容CRAMP值設(shè)置成 820 pF的標準電容值，芯片內(nèi)部的電流檢測電阻RS=7.4 mΩ，芯片內(nèi)部的電流檢測放大器增益AS=10，系數(shù)K=1。

(4)UVLO分壓器

UVLO分壓器的遲滯效果是通過LM5117芯片內(nèi)20 μA灌電流產(chǎn)生的，該電流的開與關(guān)操作影響著UVLO設(shè)定點的阻抗。剛開始，UVLO引腳上的電壓慢慢升高，當超過1.25 V閾值時，則芯片會開啟灌電流，這樣就能快速增大UVLO引腳上的電壓。反之，如果UVLO引腳上的電壓在慢慢減小，當小于1.25 V閾值時，則芯片會停止灌電流，這樣在UVLO引腳上的電壓快速變小了，因而兩個分壓電阻的設(shè)置至關(guān)重要，計算公式為：

(7)

(8)

式中VHYS是所需的UVLO端口的遲滯電壓，這里設(shè)為2 V；VIN(STARTUP)是穩(wěn)壓器開啟時所需要的啟動電壓，這里設(shè)為14 V；CFT的值選擇了標準電容值47 pF。

(5)輸出反饋電阻RFB2和RFB1的比例關(guān)系：

(9)

3.2電流采樣電路設(shè)計

傳統(tǒng)的電流采樣電路的設(shè)計思想是在輸出電感的末端耦合一個已知阻值的電阻RSENSE，只要測量電阻上的電壓值就可得出流過電感的電流，如圖6所示。

當采樣的前一級開關(guān)管被打開時，有電流IL通過采樣電阻RSENSE，因而會在RSENSE上產(chǎn)生電壓降VRSENSE，經(jīng)過測量電阻RSENSE上的壓降值就能推出電流IL的數(shù)值。由于電流采樣回路構(gòu)成了一個深度負反饋電路，于是得到運算放大器的正負輸入端電壓值相等，即VA=VB。

然而，該電路的弊端在于，當電路大功率輸出時，雖然流過的采樣電阻RSENSE阻值較小(一般是0.01～0.05 Ω)，然而由于流經(jīng)的電流較大，因此產(chǎn)生的消耗功率也會較大。鑒于此，對于傳統(tǒng)的電流采樣電路方案進行了改進，采用反饋電阻的形式對輸出電流進行采樣，改進之后的電路圖如圖7所示。

圖6 電流采樣電路

圖7 改進之后的電流采樣電路

3.3斜坡補償電路設(shè)計

當電路系統(tǒng)在重負載的工況下，負載電流或負載電壓可能會遠小于額定值，因而需要將電容充放電的斜坡信號和一個基準信號進行比較。LM5117芯片的HO與HB引腳之間的電壓會周期性變化，產(chǎn)生補償電路所需要的斜坡信號和控制開關(guān)管開關(guān)頻率的脈沖信號，從而形成周期性對電容的充放電管理，電路如圖8所示。

圖8 斜坡補償電路

4 實驗結(jié)果與分析

4.1PWM波形的產(chǎn)生

當電路剛開始啟動時，輸出電壓會較低，低于參考電壓，這時誤差放大器的輸出會以一定的比例跟蹤輸出電壓，并經(jīng)過LM5117芯片內(nèi)部的比例積分電路對誤差電壓進行運算，再經(jīng)由脈寬調(diào)制電路控制信號，將輸出占空比調(diào)大，延長HO引腳處場效應管的導通時間，使電感向電容充電時間更長，于是輸出電壓逐步增加。當輸出電壓逐漸接近參考電壓時，脈寬調(diào)制電路就會控制信號的占空比穩(wěn)定，即HO引腳導通時間和LO引腳導通時間基本不變，使輸出端的電壓穩(wěn)定在5 V。

當輸出的電壓高于5 V時，脈寬調(diào)制電路就會控制信號的占空比，使之減小，縮短HO引腳處場效應管的導通時間，增加LO引腳處場效應管的導通時間。使用Multisim軟件仿真PWM波形的變化過程，如圖9所示。如上分析的一樣，一開始形成一個占空比85%左右的信號，使輸出電壓逐漸上升；當輸出電壓超過5 V時，由誤差放大電路、脈寬比較和脈寬調(diào)制電路將占空比下調(diào)至42%左右，然后進行占空比微調(diào)，當微調(diào)至50%時，輸出電壓穩(wěn)定在5 V。

圖9 PWM波形

4.2紋波電壓

在本設(shè)計中，開關(guān)電源的輸出紋波主要來自于兩個方面：一方面是功率器件在開關(guān)過程中所激發(fā)的諧振噪聲，另一方面就是在二極管反向恢復的瞬間，所連接著電容電感的回路會激起諧振。

針對這些產(chǎn)生原因，可以在電路中做出一些改變，來降低紋波噪聲。由于流經(jīng)電感的電流波動幅度與電感值成反比例關(guān)系，而輸出的紋波值與輸出電容值也成反比例關(guān)系，因此采取的措施是適當調(diào)大電感與輸出電容值，在輸出端增加濾波環(huán)節(jié)，并且同時加大開關(guān)頻率，盡可能地拉長或者放緩方波的上升及下降時間，以避免因為變化斜率過大帶來的噪聲。經(jīng)過改進之后，實驗過程中檢測出來的紋波電壓如圖10所示。

圖10 輸出的紋波電壓

4.3結(jié)果數(shù)據(jù)

實驗中的輸入電壓采用雙路穩(wěn)壓電源，輸入時保持在16 V恒壓狀態(tài)，輸出端參數(shù)測量采用萬用表。經(jīng)過電位器的調(diào)節(jié)，可以使輸出電壓穩(wěn)定在5 V，電流輸出為3 A左右。經(jīng)過調(diào)節(jié)滑動變阻器為滿載，這時輸出電流為最大值，記為Iomax，輸出電壓記為Uo滿載；然后調(diào)節(jié)滑動變阻器，使輸出電流變?yōu)?.2Iomax，這種輕載模式下的輸出電壓記為Uo輕載，負載調(diào)整率Si的計算公式為：

(10)

接著，變化輸入電壓從17.6 V到13.6 V，得到電壓調(diào)整率Sv，如下式表示：

(11)

輸出效率計算公式為：

(12)

理想情況下，當輸入電壓為16 V時，輸出電壓會穩(wěn)定在5 V，輸出電流3 A，負載調(diào)整率與電壓調(diào)整率應該為0，效率能達到90%以上。然而在實驗過程中，LM5117的外圍元器件采用的是焊線連接，不可忽視存在著寄生電阻與電容的影響，導致理論值與實驗數(shù)據(jù)有一定的偏差。經(jīng)實驗測試，該設(shè)計的基于LM5117芯片的DC-DC開關(guān)電源，效率為87%，負載調(diào)整率3%，電壓調(diào)整率0.5%，紋波電壓40 mV，達到了預先設(shè)計的要求。

5 結(jié)論

LM5117作為本次開關(guān)電源設(shè)計的核心芯片，具有同步降壓控制，大大提高了輸出電源的穩(wěn)定性，頻率可在50～750 kHz范圍內(nèi)設(shè)定，并提供了豐富的包括電流監(jiān)視在內(nèi)的拓展單元。

本次研究中基于LM5117芯片搭建了一個降壓型的開關(guān)穩(wěn)壓電源電路，給出了較為具體的設(shè)計過程，改善了電流采樣模塊及斜坡補償電路，得到了預期設(shè)計的負載調(diào)整率、電壓調(diào)整率以及轉(zhuǎn)換效率，進一步提升了基于LM5117芯片設(shè)計降壓型直流開關(guān)電源的性能。

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Design of a buck DC switching power supply

Hu Keyong1, Zhang Zhenliang1, Ni Lili1, Zhang Huixi1, Ye Xia1, Chen Xianming2

(1.Qianjiang College，Hangzhou Normal University，Hangzhou 310018, China; 2.School of Mechanical and Automotive Engineering，Zhejiang University of Water Resources and Electric Power, Hangzhou 310018, China)

In order to solve the problems of high energy consumption，low efficiency and large output ripple in the traditional DC-DC converter, in this paper，LM5117 chip and CSD 18532KCS MOS field-effect tube were used as the core devices to realize 16 V to 5 V buck DC conversion.Firstly，the design scheme of the buck converter based on the LM5117 chip was determined by studying the conversion mechanism of the other switching power supply.Then，the methods of buck conversion and voltage regulation in circuit design were described in detail.According to the key parameters of the peripheral components near the LM5117 chip，the calculation formulas and reference data were given.Meanwhile，the traditional current sampling and ramp compensation circuits were improved.Finally，by the experimental verification，the designed buck DC switching power supply has the load regulation rate of 3%，voltage regulation rate of 0.5% and conversion efficiency of 87%，and the output ripple is well restrained.The desired design effect has been achieved.

LM5117; switching power supply; voltage conversion; buck; ripple

TN43；TN47

A

10.19358/j.issn.1674-7720.2017.21.029

胡克用，章真亮，倪莉莉，等.一種降壓型直流開關(guān)穩(wěn)壓電源的設(shè)計J.微型機與應用，2017,36(21)：100-103,107.

浙江省自然科學基金(LY17E070004)；浙江省教育廳科研項目(Y201533652)；浙江省高等教育課堂教學改革項目(kg2015590)；杭州市屬高校市級精品課程建設(shè)項目(杭教高師〔2015〕14號)

2017-06-12)

胡克用(1978-)，通信作者，男，博士，講師，主要研究方向：新能源技術(shù)。E-mail: hukeyong@yeah.net。

章真亮(1996-)，男，本科生，主要研究方向：電路優(yōu)化設(shè)計。

倪莉莉(1996-)，女，本科生，主要研究方向：電子通信技術(shù)。