余景盼,萬國金,冷若蘭,虞貴財(cái)

(南昌大學(xué)信息工程學(xué)院電子信息工程系,南昌 330031)

WCDMA下行信道的時(shí)隙同步及頻偏補(bǔ)償算法研究*

余景盼,萬國金*,冷若蘭,虞貴財(cái)

(南昌大學(xué)信息工程學(xué)院電子信息工程系,南昌 330031)

WCDMA作為成熟的移動通信技術(shù)衍生出多種類似的通信系統(tǒng)。為改善低信噪比及大頻偏環(huán)境下的系統(tǒng)時(shí)隙同步性能。分析基于傳統(tǒng)分段非相干累加方法在該環(huán)境下的應(yīng)用局限性,使用一種基于頻偏補(bǔ)償與時(shí)隙同步相結(jié)合的增強(qiáng)時(shí)隙同步算法,仿真證明該算法可以有效提高系統(tǒng)的時(shí)隙同步性能。并提出基于變補(bǔ)償頻率步長與相干累加時(shí)隙長度相結(jié)合的頻偏精補(bǔ)償方案,仿真證明在低信噪比下可快速使頻偏范圍收斂至6 Hz以內(nèi)。對實(shí)際空口采集數(shù)據(jù)進(jìn)行處理,驗(yàn)證完成了小區(qū)搜索的過程。

WCDMA;小區(qū)搜索;頻偏補(bǔ)償;時(shí)隙同步;匹配濾波

近年來獨(dú)立于WCDMA系統(tǒng)的第3方探測系統(tǒng)逐漸成為了研究熱點(diǎn),為使各類終端穩(wěn)定接入至WCDMA系統(tǒng)中,小區(qū)搜索是最先要處理的問題。WCDMA是典型的異步系統(tǒng),終端設(shè)備需經(jīng)過時(shí)隙同步、幀同步、主擾碼識別來完成小區(qū)搜索,最終達(dá)到與基站的同步目的[1]。時(shí)隙同步是指獲取系統(tǒng)數(shù)據(jù)鏈路的時(shí)隙起點(diǎn)位置的過程,其本質(zhì)基于最大似然法則判決,利用在主同步信道(P-SCH)中發(fā)送的主同步序列(PSC)的強(qiáng)自相關(guān)及互相關(guān)性[2],通過本地匹配濾波器與捕獲的信息流進(jìn)行相關(guān)來實(shí)現(xiàn)同步。在信噪比較低的情況下,可以通過增加相干累加長度的方式來平滑噪聲的影響。但一些場合下接收機(jī)本地振蕩器的偏差可能達(dá)到10×10-6量級,頻偏可大至20 kHz,這使得相干累加的增益減小,因此需要減小相干累加長度,使用時(shí)隙分段方式進(jìn)行非相干累加[3]。顯然當(dāng)信道同時(shí)處在大頻偏低信噪比的環(huán)境下,簡單的累加方式之間的矛盾會影響最終的時(shí)隙同步結(jié)果。所以獲得更精確的頻偏補(bǔ)償及有效克服噪聲的影響是獲得良好的時(shí)隙同步性能的關(guān)鍵。

本文通過一種基于頻偏補(bǔ)償[1,4]與時(shí)隙同步相結(jié)合的方法增強(qiáng)時(shí)隙同步的準(zhǔn)確性,同時(shí)研究基于變掃頻步長[5]與變相干長度相結(jié)合的頻偏補(bǔ)償算法,獲得準(zhǔn)確的頻偏補(bǔ)償。

1 WCDMA下行鏈路同步信道(SCH)

WCDMA系統(tǒng)在其下行鏈路中連續(xù)發(fā)送同步信道(SCH),如圖1所示,為WCDMA系統(tǒng)同步信道的組成結(jié)構(gòu)[6]。

圖1 WCDMA系統(tǒng)同步信道的結(jié)構(gòu)

圖1中的acp為輔助時(shí)隙同步的PSC序列,根據(jù)3GPP協(xié)議[2]構(gòu)造過程如下:

u=

=(1,1,1,1,1,1,-1,-1,1,-1,1,-1,1,-1,-1,1)

v=(1,1,1,-1,-1,1,-1,-1,1,1,1,-1,1,-1,1,1)

通過kronecker積形式,PSC碼表示為:

Cpsc=(1+j)×(v?u)

2 時(shí)隙同步算法研究

2.1 時(shí)隙同步算法

空中接收的信號經(jīng)處理后得到基帶數(shù)據(jù)流{r},其中傳輸?shù)腜SC序列表示形式為:

rpsc(i)=β·SPSC(i)·exp[j(2πfTci+φ)]+n(i)
i∈[0,255]

(1)

式中:β為PSC序列的增益,SPSC代表系統(tǒng)的PSC序列,f是基帶數(shù)據(jù)的頻偏,φ表示起始相位,系統(tǒng)下行鏈路單個(gè)符號的時(shí)間Tc=10-6/38 400 s,n(i)=a(i)+j*b(i)表示PSC以外的噪聲,在PSC良好的相關(guān)特性下,將其統(tǒng)一視為為高斯白噪聲。通過一個(gè)匹配濾波器將接受到的數(shù)據(jù)與本地的PSC序列進(jìn)行相關(guān)匹配?；締挝黄ヅ錇V波器的結(jié)構(gòu)為[1]:

(2)

為提高匹配濾波輸出信噪比,常采取時(shí)隙相關(guān)模累加的方式?；究驁D如圖2所示[7]。

圖2 時(shí)隙同步實(shí)現(xiàn)框圖

2.1.1 頻偏及噪聲對傳統(tǒng)算法的影響

為克服頻偏f的影響,已有的研究將單個(gè)匹配濾波器分為M個(gè)小段,不考慮噪聲,式(1)代入式(2)分段可得輸出模值[3]:

(3)

隨著M的增加,C受到頻偏的影響減小。傳統(tǒng)單位匹配濾波器采用四分段或二分段的結(jié)構(gòu)。但單位匹配濾波器輸出經(jīng)過M分段,對噪聲的平滑作用降低[4]。實(shí)部虛部獨(dú)立服從高斯分布a,b～N(0,δ2),總長度N經(jīng)過單時(shí)隙M分段,時(shí)隙數(shù)為Nt,L=N/(MNt)為相干累加的單位長度,最終累加的輸出相關(guān)值信噪比增益[8]為:

(4)

增益主要由L決定,根據(jù)3GPP相關(guān)協(xié)議[9],通過信道模擬進(jìn)行實(shí)際的對比,在信噪比為-18 dB時(shí),幾種累加方式的對比如圖3所示。

圖3 -18 dB時(shí)幾種累加方式增益對比圖

觀察圖3中下方四條曲線,時(shí)隙間非相干累加情況下,相同累加時(shí)隙數(shù)時(shí),分段數(shù)M每增加一倍,增益就減小約3 dB,且隨著累加時(shí)隙數(shù)的增加,其增益近似不變。因此同時(shí)處在大頻偏低信噪比的環(huán)境下,傳統(tǒng)的對時(shí)隙進(jìn)行分段的方式,性能降低,不能完全滿足要求。

2.1.2 頻偏補(bǔ)償時(shí)隙同步算法研究

(5)

在該頻偏補(bǔ)償算法中,精補(bǔ)償階段繼續(xù)使用式(5),這使得精補(bǔ)償頻率的判決準(zhǔn)確率比較低。而準(zhǔn)確的精頻偏補(bǔ)償,可以將頻偏約束在更小的范圍,有利于提高后續(xù)過程的性能。

2.1.3 改進(jìn)型的分級頻偏補(bǔ)償算法

匹配濾波使用最大似然法判決。基于頻偏補(bǔ)償?shù)臅r(shí)隙同步,即系統(tǒng)在各頻偏補(bǔ)償值下的累加輸出Cl按照最大似然法的擇大判決過程。兩路經(jīng)過頻偏補(bǔ)償?shù)男蛄?頻率補(bǔ)償值分別為fc1=fs·l0,fc2=fs·(l0+1),對二路數(shù)據(jù)累加模值進(jìn)行判決,似然函數(shù)為:

(6)

(7)

Ns分別取1、4、16、64作出各情況的衰減對比如圖4所示。

圖4 多時(shí)隙相干累加模衰減比例對比圖

采用一個(gè)時(shí)隙相干累加(傳統(tǒng)方法)法時(shí),精頻偏補(bǔ)償階段以100 Hz為補(bǔ)償步長,每個(gè)樣點(diǎn)的輸出累加模衰減比例幾乎一樣,性能受限。在改進(jìn)的算法中,隨著時(shí)隙相干累加數(shù)的增加,衰減比例區(qū)別明顯,即dl變大。令衰減后的累加模與理論上的累加模的例關(guān)系為Cα=αC,根據(jù)式(2.7)計(jì)算可得α=0、1/2時(shí)的頻偏fα0、fα1如表1所示。

表1 多時(shí)隙相干累加頻偏敏感度表

利用這種隨著累加時(shí)隙數(shù)增加而提高的敏感度,調(diào)整每次補(bǔ)償時(shí)判決的分辨率。粗頻偏補(bǔ)償階段的模型沿用式(5),改進(jìn)的精頻偏補(bǔ)償采用四次冪梯度變化的步長和相干累加時(shí)隙數(shù),迭代步長為本次頻偏范圍的1/4,等于下一次的頻偏范圍。表1中Ns=4、16、64值時(shí)所對應(yīng)的fα0值即為第2、3、4次精頻偏補(bǔ)償時(shí)的頻偏范圍。改進(jìn)性的精補(bǔ)償模型如下:

(8)

3 算法性能分析

依據(jù)3GPP 25.141協(xié)議[9],使用信號源Agilent E4438C產(chǎn)生Downlink →Test Model 1測試數(shù)據(jù)模型1,經(jīng)過高速數(shù)據(jù)采集卡(PXI-20612),并行2路20 MHz采樣存入計(jì)算機(jī)加入頻偏,通過MATLAB進(jìn)行下一步處理。改進(jìn)的頻偏補(bǔ)償算法為精頻偏補(bǔ)償部分,完成補(bǔ)償后同時(shí)完成了時(shí)隙同步的目的。流程圖如圖5所示。

取粗補(bǔ)償步長為fs1=1 500 Hz,總步數(shù)2l+1=27。根據(jù)表1中各相干累加長度下的衰減關(guān)系,精頻偏補(bǔ)償步長為fs2=fs1/4k+1,k∈[0,K-1],K=4,數(shù)據(jù){r}先進(jìn)入粗補(bǔ)償部分,得到粗判決補(bǔ)償f1及在該判決下的時(shí)隙位置L1,f1進(jìn)入補(bǔ)償累計(jì)部分,此時(shí)累計(jì)補(bǔ)償為f=f1。輸入{r}經(jīng)過上一次的累計(jì)補(bǔ)償f的頻移后得到{rc},對{rc}繼續(xù)進(jìn)行精補(bǔ)償,在取模和累加模塊中,根據(jù)此時(shí)k的值對總數(shù)為64個(gè)時(shí)隙長度的相關(guān)值進(jìn)行累加,操作為:將64個(gè)時(shí)隙按每小段4k個(gè)時(shí)隙分為64/4k個(gè)分段,然后每個(gè)分段進(jìn)行相干累加取模,分段之間的模進(jìn)行累加。每次精補(bǔ)償輸出判決為f2,同時(shí)輸出的還有時(shí)隙位置L2,當(dāng)L2=L1時(shí),此次補(bǔ)償有效。每次精補(bǔ)償結(jié)果f2都進(jìn)入補(bǔ)償累計(jì)模塊。經(jīng)過K=4次精補(bǔ)償后的累計(jì)輸出f即為總頻偏補(bǔ)償,并得到此時(shí)頻移后的輸出數(shù)據(jù){rc}。

圖5 基于頻偏補(bǔ)償時(shí)隙同步結(jié)構(gòu)圖

3.1 時(shí)隙同步分析

取一個(gè)大頻偏典型值18 kHz,對該信號以步長1.5 kHz進(jìn)行粗補(bǔ)償,這里減小信噪比至-18 dB,在時(shí)域與頻域的共同搜索時(shí)隙頭位置。得到三維圖如圖6所示。

圖6 時(shí)域頻域共同搜索時(shí)隙同步

圖7 頻偏補(bǔ)償同步與四分 段同步對比圖

結(jié)果分析,在頻域側(cè),峰值位置位于-18 kHz附近,而在時(shí)域側(cè),峰值位置正確匹配到預(yù)設(shè)的時(shí)隙起點(diǎn)位置。與常用的四分段累加算法對比如圖7所示,經(jīng)過補(bǔ)償后的序列匹配輸出信噪比在3 dB左右,但四分段情況下,時(shí)隙頭位置的匹配輸出已經(jīng)湮沒在匹配噪聲中。進(jìn)行10 000次時(shí)隙同步仿真模擬,與其他的同步方式的時(shí)隙同步結(jié)果進(jìn)行對比,作出頻偏18 kHz時(shí)時(shí)隙同步位置捕獲率圖如圖8所示。

圖8 時(shí)隙同步捕獲率比較圖

結(jié)果分析,在頻偏較大時(shí),四分段累加性能好于二分段累加,一種差分相干累加[3]的方式性能優(yōu)于四分段累加的方式,而不分段累加的捕獲率可以忽略。采取補(bǔ)償再累加的方式性能最優(yōu),可以容忍比四分段低3 dB的信號信噪比,比差分累加低1 dB左右的信號信噪比。

圖9 精補(bǔ)償捕獲率比較圖

3.2 精補(bǔ)償性能分析

經(jīng)過1.5 kHz的粗頻偏補(bǔ)償后,進(jìn)一步對數(shù)據(jù)進(jìn)行精頻偏補(bǔ)償,設(shè)置文獻(xiàn)[1]中傳統(tǒng)精補(bǔ)償分級補(bǔ)償步長為100 Hz→10 Hz兩級結(jié)構(gòu),每級補(bǔ)償次數(shù)為11次,總次數(shù)22次。文中采用的是375 Hz→93.8 Hz→23.4 Hz→5.9 Hz 4級結(jié)構(gòu),每級5次,總次數(shù)20次。當(dāng)補(bǔ)償后頻偏落在補(bǔ)償范圍內(nèi),精補(bǔ)償捕獲成功。加入粗補(bǔ)償后的隨機(jī)頻偏10 000次,對比文獻(xiàn)[1]中精補(bǔ)償兩級結(jié)構(gòu)及改進(jìn)精補(bǔ)償最后兩級結(jié)構(gòu),補(bǔ)償捕獲成功率如圖9所示。結(jié)果分析,兩算法搜索次數(shù)相當(dāng),改進(jìn)的精補(bǔ)償補(bǔ)償方式性能較文獻(xiàn)[1]文算法有明顯的提升。當(dāng)信噪比大于-18 dB時(shí),可以實(shí)現(xiàn)對補(bǔ)償步長23.4 Hz的判決捕獲,補(bǔ)償后頻偏范圍約束在23.4 Hz以內(nèi);當(dāng)信噪比大于-17 dB時(shí),可以實(shí)現(xiàn)對補(bǔ)償步長5.9 Hz的判決捕獲,頻偏約束范圍在5.9 Hz以內(nèi)。

4 實(shí)際空口數(shù)據(jù)小區(qū)搜索

如圖10所示,使用SDR平臺采集WCDMA空口數(shù)據(jù),采樣時(shí)鐘為30.72 MHz,即8倍采樣,雙路16位浮點(diǎn)存儲。通過C平臺進(jìn)行數(shù)據(jù)處理,使用文中算法進(jìn)行時(shí)隙同步及頻偏補(bǔ)償后,進(jìn)行幀同步、主擾碼識別、解擾解擴(kuò)、P-CCPCH解交織Viterbi譯碼、BCH解碼。

圖10 小區(qū)搜索結(jié)構(gòu)圖

得到小區(qū)的部分系統(tǒng)信息如圖11所示。經(jīng)驗(yàn)證SIB11信息中返回的主擾碼號與主擾碼識別的結(jié)果一致。并從SIB5中返回了小區(qū)AICH、PICH、S-CCPCH公共信道的參數(shù),完成小區(qū)搜索的過程。

圖11 小區(qū)部分系統(tǒng)信息

5 結(jié)語

通過基于頻偏補(bǔ)償?shù)臅r(shí)域頻域共同搜索的方法,把接收信號約束在一個(gè)較小的頻偏范圍內(nèi),以減小頻偏對時(shí)隙同步的影響,同時(shí)可以增加相干累加段的長度,提高匹配輸出信噪比。有效地提高了在信噪比較低、頻偏較大的情況下,系統(tǒng)時(shí)隙同步的捕獲性能。并且在精補(bǔ)償階段,通過變相干長度與補(bǔ)償步長相結(jié)合的方法,進(jìn)一步提高了精補(bǔ)償?shù)木?將接收的基帶數(shù)據(jù)約束至更小的頻偏范圍,有利于增強(qiáng)后續(xù)幀同步及解擾能力,進(jìn)而獲得更好的小區(qū)搜索性能。

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WCDMADownlinkSlotSynchronizationandFrequencyOffsetCompensationAlgorithmResearch*

YUJingpan,WANGuojin*,LENGRuolan,YUGuicai

(Department of Electronic Information Engineering,Nanchang University,Nanchang 330031,China)

As a mature mobile communication technology,WCDMA derived a variety of similar communication systems. In order to improve the performance of time slot synchronization under the environment of low signal-to-noise ratio and large deviation,the limitations of the application of the methods is analyzed based on piece-wise non-coherent accumulation. An enhanced algorithm slot synchronization algorithm is applied based on frequency compensation combined with slot synchronization,simulation shows that this algorithm can effectively improve the slot synchronization performance of the system,and put forward a scheme based on variable compensation frequency step size combined with variable length of coherent accumulation slot,which can make fast convergence to 6 Hz frequency offset range. Under the low signal-to-noise ratio,it succeeds to deal with the process of cell search of the actual air interface data.

WCDMA;cell searching;frequency offset compensation;slot synchronization;matched filtering

10.3969/j.issn.1005-9490.2017.05.023

項(xiàng)目來源:國家自然科學(xué)基金項(xiàng)目(61661030)

2016-08-05修改日期2016-11-04

TN914.5

A

1005-9490(2017)05-1167-06

余景盼(1991-),男,漢族,江西南昌人,南昌大學(xué),碩士生,主要研究方向?yàn)橥ㄐ排c通信對抗、移動通信,18770085211@163.com;

萬國金(1955-),男,漢族,江西南昌人,南昌大學(xué),教授,碩士生導(dǎo)師,主要研究方向?yàn)樾盘柼幚?、通信與通信對抗,wanguojin@ncu.edu.cn;

冷若蘭(1991-),女,漢族,江西九江人,南昌大學(xué),碩士生,主要研究方向?yàn)橥ㄐ排c通信對抗、移動通信,417536726@qq.com;

虞貴財(cái)(1977-),男,漢族,江西崇仁人,南昌大學(xué),講師,主要研究方向認(rèn)知無線電、移動通信,yuguicai@ncu.edu.cn。