梅繼超，廖冬初，蔡華鋒

（湖北工業(yè)大學(xué)太陽(yáng)能高效利用湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心，湖北武漢430068）

光伏并網(wǎng)逆變器電流控制策略的研究

梅繼超，廖冬初，蔡華鋒

（湖北工業(yè)大學(xué)太陽(yáng)能高效利用湖北省協(xié)同創(chuàng)新中心，湖北武漢430068）

并網(wǎng)電流控制技術(shù)不僅影響并網(wǎng)逆變器的電流質(zhì)量，而且是決定并網(wǎng)逆變器成功并網(wǎng)的關(guān)鍵技術(shù)，因此迫切需要一種優(yōu)良的并網(wǎng)電流控制策略。通過建立并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型，分析并網(wǎng)逆變器在比例積分（PI）控制下的并網(wǎng)電流存在穩(wěn)態(tài)誤差和電網(wǎng)擾動(dòng)等問題，對(duì)此研究了2種并網(wǎng)電流無靜差控制策略：?jiǎn)沃芷诳刂坪蜏?zhǔn)諧振PR控制。通過Matlab仿真比較了3種控制策略對(duì)并網(wǎng)電流的控制性能。仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明準(zhǔn)諧振PR控制器具有優(yōu)良的控制性能。

并網(wǎng)逆變器；比例積分控制；單周期控制；準(zhǔn)諧振PR控制

隨著能源資源日益減少、生態(tài)環(huán)境日益惡化和人類環(huán)保意識(shí)不斷增強(qiáng)，新型綠色能源開發(fā)與利用技術(shù)越來越受到人們的關(guān)注，其中光伏發(fā)電技術(shù)備受青睞。光伏發(fā)電系統(tǒng)主要是由太陽(yáng)能電池、電壓變換器和并網(wǎng)逆變器構(gòu)成，其中并網(wǎng)逆變器是連接電網(wǎng)的核心接口，并網(wǎng)逆變器的工作性能直接關(guān)系到整個(gè)光伏發(fā)電系統(tǒng)的好壞。并網(wǎng)電流控制技術(shù)是并網(wǎng)逆變器的關(guān)鍵所在，因此迫切需要一種優(yōu)良的并網(wǎng)電流控制策略。

由文獻(xiàn)［1］可知，PI控制、滯環(huán)控制、重復(fù)控制、無差拍控制和模糊控制等控制是并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流的主要控制技術(shù)。其中PI控制和滯環(huán)控制具有簡(jiǎn)單易行優(yōu)點(diǎn)，被廣泛應(yīng)用在并網(wǎng)電流控制上，但是控制精度有待提高；重復(fù)控制和無差拍控制都具有優(yōu)良的并網(wǎng)電流品質(zhì)，但是單獨(dú)使用重復(fù)控制無法得到滿意的控制效果，需要與其它控制策略相結(jié)合，而無差拍控制依賴于并網(wǎng)逆變器的精確數(shù)學(xué)模型，從而限制了無差拍控制的應(yīng)用；模糊控制通常需要與其它控制策略聯(lián)合使用，這勢(shì)必增大了控制器的設(shè)計(jì)難度。

對(duì)此本文通過建立并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型，從理論上分析了PI控制的并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流存在的穩(wěn)態(tài)誤差和電網(wǎng)擾動(dòng)等問題，研究了2種并網(wǎng)電流控制策略：?jiǎn)沃芷诳刂坪蜏?zhǔn)諧振PR控制。給出了并網(wǎng)電流控制器的詳細(xì)設(shè)計(jì)過程，并通過Matlab仿真比較了3種控制器的控制性能。仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明準(zhǔn)諧振PR控制器具有優(yōu)良的控制性能。

1 并網(wǎng)逆變器拓?fù)浼捌鋽?shù)學(xué)模型

圖1為單相并網(wǎng)逆變器的常見拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖［2］。

圖1 并網(wǎng)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.1 Structure diagram of grid inverter

圖1 中，直流母線電壓由光伏列陣經(jīng)過Boost變換器升壓得到；電感L為并網(wǎng)逆變器的濾波器，用來濾除交流側(cè)高頻諧波，以提高并網(wǎng)電流質(zhì)量；Q1～Q4為全橋逆變器的功率開關(guān)管IGBT；Rs為并網(wǎng)等效串聯(lián)電阻；ug為單相并網(wǎng)電壓；igrid為并網(wǎng)電流。

由基爾霍夫電壓定律有：

式中：uinv為逆變橋輸出電壓。

由Laplas變換可得：

PWM控制的輸出電壓等效于一階慣性環(huán)節(jié)，由于功率開關(guān)管頻率10 kHz，則可以忽略PWM開關(guān)周期，因此該環(huán)節(jié)的傳遞函數(shù)為

綜上所得，并網(wǎng)逆變器電流控制框圖如圖2所示，其中Gc(s)為控制器傳遞函數(shù)，Gf(s)為濾波器傳遞函數(shù)。

圖2 并網(wǎng)逆變器電流控制框圖Fig.2 The control block diagram of grid inverter current

2 并網(wǎng)電流控制策略的研究

2.1 并網(wǎng)電流PI控制

由文獻(xiàn)［2-7］可知，對(duì)于正弦給定的并網(wǎng)電流采用PI控制時(shí)，PI控制器的增益特性在基波頻率處小于1，并網(wǎng)電流無法實(shí)現(xiàn)零誤差跟蹤控制；并網(wǎng)電壓信號(hào)對(duì)并網(wǎng)電流是干擾信號(hào)，當(dāng)并網(wǎng)電壓信號(hào)擾動(dòng)時(shí)會(huì)增大并網(wǎng)電流的畸變率。

通常采用增大PI控制器的系數(shù)和加入電壓前饋補(bǔ)償器等方法來減小正弦給定的并網(wǎng)電流穩(wěn)態(tài)誤差以及并網(wǎng)電壓擾動(dòng)干擾。然而當(dāng)比例系數(shù)增大時(shí)可能會(huì)引起系統(tǒng)振蕩而導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定，當(dāng)積分系數(shù)增大時(shí)可以在一定程度上減小穩(wěn)態(tài)誤差，但是這樣會(huì)導(dǎo)致并網(wǎng)電壓、電流之間產(chǎn)生相位差，從而減小并網(wǎng)逆變器的功率因數(shù)。電壓前饋補(bǔ)償器可以在一定程度上減小并網(wǎng)電壓擾動(dòng)對(duì)系統(tǒng)的影響，但是不能完全抑制或是消除并網(wǎng)電壓的干擾。對(duì)此本文提出2種并網(wǎng)電流控制策略：準(zhǔn)諧振PR控制和單周期控制，并通過Matlab仿真進(jìn)行比較。

2.2 并網(wǎng)電流準(zhǔn)諧振PR控制

2.2.1 PR控制器原理

根據(jù)內(nèi)模原理可知：對(duì)于輸入給定的正弦信號(hào)，當(dāng)采用的控制器模型中包含正弦信號(hào)模型，則該控制器可以對(duì)輸入給定的正弦信號(hào)實(shí)現(xiàn)無靜差控制。

PR控制器的傳遞函數(shù)為

式中：Kpr為PR控制器的比例系數(shù)；Kr為PR控制器的諧振系數(shù)。

在PR控制器作用下并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)電流輸入、輸出關(guān)系為

在電網(wǎng)頻率50 Hz處，即 s=jω0，PR控制器的幅值為

則

即在s=jω0處，PR控制器可以對(duì)正弦給定的并網(wǎng)電流進(jìn)行零誤差跟蹤。

由式（6）可知，PR控制器在電網(wǎng)頻率50 Hz處才具有無窮大幅值增益特性，而在其它頻率處幅值增益有限。然而在實(shí)際并網(wǎng)逆變器工作過程中，電網(wǎng)頻率不可能一直穩(wěn)定在50 Hz，而是在50 Hz上下波動(dòng)，同時(shí)又由于電力電子器件的非線性特性和控制器精度不足等問題，使得PR控制器的控制效果變差，甚至變得不適用。對(duì)此，本文研究了在電網(wǎng)頻率產(chǎn)生偏移時(shí)同樣具有高增益特性的準(zhǔn)諧振PR控制器。

2.2.2 準(zhǔn)諧振PR控制器設(shè)計(jì)

準(zhǔn)諧振PR控制器傳遞函數(shù)為

式中：Kpr，Kr，ωc分別為準(zhǔn)諧振PR控制器的比例系數(shù)、諧振系數(shù)和截止頻率。

并網(wǎng)逆變器電流準(zhǔn)諧振PR控制見圖3。

圖3 并網(wǎng)逆變器電流準(zhǔn)諧振PR控制框圖Fig.3 Block diagram of grid inverter current quasi resonant PR control

由圖3可以推導(dǎo)出在準(zhǔn)諧振PR控制作用下的并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)傳遞函數(shù)為

將式（7）代入式（8）得：

設(shè)直流側(cè)母線電壓穩(wěn)定在400 V，則選取KPWM=400，濾波電感L=3 mH，ω0=314 rad/s，不計(jì)并網(wǎng)電阻即Rs=0。由式（7）可知準(zhǔn)諧振PR控制器的控制效果由參數(shù)Kpr，Kr和ωc共同決定。為了準(zhǔn)確分析每個(gè)參數(shù)對(duì)控制器的影響，假定其中任意2個(gè)參數(shù)不變，觀察系統(tǒng)隨另一個(gè)參數(shù)的變化而變化情況。在設(shè)計(jì)準(zhǔn)諧振PR控制器的參數(shù)過程中，一般先考慮并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)頻率的波動(dòng)范圍來確定截止頻率參數(shù)ωc，再根據(jù)系統(tǒng)所需的峰值增益值大小來確定合適的諧振參數(shù)Kr，最后通過調(diào)整參數(shù)Kpr使得并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)具有比較大的相角裕度。

1）假定 Kpr=0，Kr=1，ω0=314 rad/s，ωc變化時(shí)，并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)傳遞函數(shù)為若截止頻率 ωc為1，2，4，8 rad/s時(shí)，并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖如圖4所示。

圖4 ωc變化時(shí)并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖Fig.4 Bode diagram of the grid inverter current open-loop withωcchange

由圖4可知，截止頻率ωc的變化不僅對(duì)系統(tǒng)開環(huán)通道的增益產(chǎn)生影響，而且還對(duì)系統(tǒng)開環(huán)通道的帶寬產(chǎn)生影響，開環(huán)通道的增益和帶寬均隨ωc增加而增大。但是在電網(wǎng)基波處，ωc不改變開環(huán)增益。由文獻(xiàn)［5］可知，系統(tǒng)帶寬d=ωc/π。由于并網(wǎng)逆變器的工作電壓頻率在±0.5 Hz范圍波動(dòng)，則 ωc=π，取 ωc值為4。

2）假定 Kpr=0，ωc=4，ω0=314 rad/s，Kr變化時(shí)，并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)傳遞函數(shù)：

若諧振系數(shù) Kr為1，10，50，100 rad/s時(shí)，并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖如圖5所示。

圖5 Kr變化時(shí)并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖Fig.5 Bode diagram of the grid inverter current open-loop withKrchange

由圖5可知，諧振系數(shù)Kr的變化只改變系統(tǒng)的諧振增益，諧振增益隨Kr的增加而增大，對(duì)系統(tǒng)開環(huán)通道的帶寬不起作用。

3）假定 Kr=50，ωc=4，ω0=314 rad/s，Kpr變化時(shí)，并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)傳遞函數(shù)：

若比例系數(shù) Kpr為0.1，1，2，4時(shí)，并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖如圖6所示。

圖6 Kpr變化時(shí)并網(wǎng)逆變器電流開環(huán)波特圖Fig.6 Bode diagram of the grid inverter current open-loop withKprchanged

由圖6可知，比例系數(shù)Kpr的變化不僅改變系統(tǒng)的比例增益，而且改變系統(tǒng)的相角裕度，比例增益和相角裕度隨Kpr的增加而增大。

綜合考慮并網(wǎng)逆變器抗電網(wǎng)擾動(dòng)能力、零誤差跟蹤并網(wǎng)電流能力以及系統(tǒng)穩(wěn)定裕度，選取準(zhǔn)諧振PR控制器的參數(shù)為：Kpr=2，Kr=50，ωc=4 rad/s。將并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)各個(gè)環(huán)節(jié)參數(shù)代入式（9）得到并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)電流閉環(huán)傳遞函數(shù)G5(s)為

由式（13）可以得到并網(wǎng)逆變器在準(zhǔn)諧振PR控制器下的電流閉環(huán)波特圖如圖7所示。

圖7 并網(wǎng)逆變器在準(zhǔn)諧振PR控制器下的電流閉環(huán)波特圖Fig.7 Bode diagram of the grid inverter current closed loop with quasi resonant PR control

由圖7可知，準(zhǔn)諧振PR控制器不僅可以在基波頻率處對(duì)正弦給定的并網(wǎng)電流實(shí)現(xiàn)零誤差跟蹤，而且在基波頻率附近同樣具有無靜差跟蹤并網(wǎng)電流能力，即準(zhǔn)諧振PR控制器可以應(yīng)用在電網(wǎng)頻率波動(dòng)的并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)中。

2.3 并網(wǎng)電流單周期控制

2.3.1 單周期控制基本原理

假設(shè)功率開關(guān)管S的工作頻率固定，則在開關(guān)管導(dǎo)通關(guān)斷過程中開關(guān)管S的開關(guān)函數(shù)表示為

輸出信號(hào)y(t)可由輸入信號(hào)x(t)和開關(guān)函數(shù)k(t)表示為

當(dāng)k(t)=1時(shí)，開關(guān)導(dǎo)通，開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間為Ton，則 y(t)=x(t)；當(dāng) k(t)=0時(shí)，開關(guān)關(guān)斷，關(guān)斷時(shí)間為Toff，則y(t)=0。在開關(guān)頻率遠(yuǎn)大于輸入信號(hào)x(t)的頻率情況下，輸出信號(hào)y(t)可以緊跟輸入信號(hào)x(t)變化。由于并網(wǎng)逆變器的開關(guān)頻率為10 kHz，則在1個(gè)開關(guān)周期Ts所對(duì)應(yīng)的導(dǎo)通時(shí)間Ton，y(t)的平均值為

式中：D(t)為該周期的占空比，受參考基準(zhǔn)Iref調(diào)制。

若在1個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，開關(guān)管的輸入信號(hào)x(t)的積分值和基準(zhǔn)信號(hào)Iref的積分值相等，即

由式（16）、式（17）可得開關(guān)管輸出信號(hào) y(t)的平均值等于參考基準(zhǔn)值Uref，即

因此，從式（18）中可以看出單周期控制的核心思想是：控制x(t)在每1個(gè)開關(guān)周期Ts所對(duì)應(yīng)的導(dǎo)通時(shí)間Ton中的積分值等于參考值Iref在該開關(guān)周期Ts中的積分值。

2.3.2 并網(wǎng)電流單周期控制器設(shè)計(jì)

并網(wǎng)電流單周期控制的目標(biāo)是實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流igrid與并網(wǎng)電壓ug同頻、同相，即滿足下式：

式中：k1，k2為常數(shù)。

對(duì)于并網(wǎng)逆變器而言，其功率器件的開關(guān)模態(tài)與Buck電路相似，所以：

式中：u為光伏并網(wǎng)逆變器的直流母線電壓。

由式（19）和式（20）可得：

其中，k1=k2u=Vζ，Vζ是1個(gè)系數(shù)。則式（21）可以變換為

由式（22）可知，Vζug為并網(wǎng)電流的參考信號(hào)，Rsigrid為積分器的輸入信號(hào)，（Vζug-Rsigrid）為積分器給定信號(hào)，則按照式（22）可以實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流單周期控制目標(biāo)，單周期控制的并網(wǎng)電流控制框圖如圖8所示。

圖8 單周期控制的并網(wǎng)電流控制框圖Fig.8 The control block diagram of grid current with one cycle control

3 并網(wǎng)電流控制策略仿真對(duì)比

采用Matlab仿真軟件對(duì)光伏并網(wǎng)逆變器電流控制策略進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，并比較了光伏并網(wǎng)逆變器在3種電流控制策略下，并網(wǎng)電流跟蹤效果及其THD大小。仿真實(shí)驗(yàn)主電路參數(shù)為：并網(wǎng)逆變器輸入電壓400 V，并網(wǎng)電壓?jiǎn)蜗嘟涣?20 V，電網(wǎng)頻率50 Hz，濾波電感3 mH，功率開關(guān)管頻率10 kHz，給定并網(wǎng)電流峰值20 A。為了方便清晰觀察并網(wǎng)電壓和電流，將并網(wǎng)電壓峰值衰減了25/311倍。仿真實(shí)驗(yàn)波形如圖9～圖16所示，其中圖13和圖14是開關(guān)頻率為10 kHz的單周期仿真；圖15和圖16是開關(guān)頻率為100 kHz的單周期仿真。

圖9 PI控制下并網(wǎng)電壓、電流波形圖Fig.9 The voltage and current waveforms of grid inverter with PI control

圖10 PI控制下并網(wǎng)電流THDFig.10 The THD of grid inverter with PI

圖11 準(zhǔn)諧振PR控制下并網(wǎng)電壓、電流波形圖Fig.11 The voltage and current waveforms of grid inverter with quasi resonant PR control

圖12 準(zhǔn)諧振PR控制下并網(wǎng)電流THDFig.12 The THD of grid inverter with quasi resonant PR control

圖13 單周期控制下并網(wǎng)電壓、電流波形圖（10 kHz）Fig.13 The voltage and current waveforms of grid inverter with one cycle control（10 kHz）

圖14 單周期控制下并網(wǎng)電流THD（10 kHz）Fig.14 The THD of grid inverter with one cycle control（10 kHz）

圖15 單周期控制下并網(wǎng)電壓、電流波形圖（100 kHz）Fig.15 The voltage and current waveforms of grid inverter with one cycle control（100 kHz）

圖16 單周期控制下并網(wǎng)電流THD（100 kHz）Fig.16 The THD of grid inverter with one cycle control（100 kHz）

由圖9、圖11、圖13和圖15可知，在并網(wǎng)電流跟蹤效果上，PI控制的并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流峰值為17.5 A，并網(wǎng)電流存在2.5 A誤差，而準(zhǔn)諧振PR控制和單周期控制的并網(wǎng)逆變器可以實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流無靜差控制。由圖10、圖12、圖14和圖16可知，在并網(wǎng)電流THD上，PI控制的并網(wǎng)逆變器明顯比準(zhǔn)諧振PR控制和單周期控制要大。由圖13～圖16可知，開關(guān)頻率對(duì)并網(wǎng)電流單周期控制效果影響大，這也是單周期控制在大功率變換器中應(yīng)用的局限。由圖12、圖14和圖16可知，在并網(wǎng)電流THD上，準(zhǔn)諧振PR控制明顯優(yōu)于單周期控制。

綜上所述，光伏并網(wǎng)逆變器采用準(zhǔn)諧振PR控制不僅實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)電流零穩(wěn)態(tài)誤差跟蹤，而且具有良好的并網(wǎng)電流THD。

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證及結(jié)論

為了驗(yàn)證本文分析和研究的正確性，根據(jù)圖1所示的光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，搭建了1臺(tái)并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。該樣機(jī)的主控芯片采用TI公司的定點(diǎn)型DSP，型號(hào)為TMS320F2812，功率開關(guān)器件采用英飛凌公司的IGBT模塊，并網(wǎng)逆變器實(shí)驗(yàn)參數(shù)與Matlab仿真實(shí)驗(yàn)一樣，樣機(jī)實(shí)驗(yàn)波形如圖17～圖19所示。

圖17 PI控制下并網(wǎng)電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.17 The voltage and current experiment waveform of grid connect with PI control

圖18 單周期控制下并網(wǎng)電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形圖Fig.18 The voltage and current experiment waveform of grid connect with one cycle control

圖19 準(zhǔn)諧振PR控制下并網(wǎng)電壓、電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.19 The voltage and current experiment waveform of grid connect with quasi resonant PR control

由圖17可知，光伏并網(wǎng)逆變器采用PI控制時(shí)，穩(wěn)態(tài)并網(wǎng)電流峰值為17.5 A，存在2.5 A的誤差，而且并網(wǎng)電流滯后于并網(wǎng)電壓一定角度的相位差。通過Fourier分析可得并網(wǎng)電流THD為7.48%，明顯超出并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流諧波標(biāo)準(zhǔn)。由圖18和圖19可知，光伏并網(wǎng)逆變器在單周期控制和準(zhǔn)諧振PR控制下，實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)電流零誤差跟蹤并且消去了并網(wǎng)電壓、電流之間的相位差。通過Fourier分析可得單周期控制和準(zhǔn)諧振PR控制下的并網(wǎng)電流THD分別為4.26%和1.83%，均能滿足光伏并網(wǎng)逆變器并網(wǎng)電流諧波標(biāo)準(zhǔn)，但是準(zhǔn)諧振PR控制的并網(wǎng)電流THD很明顯較小。通過比較可知，準(zhǔn)諧振PR控制器具有良好的并網(wǎng)電流控制效果及其THD。

本文通過理論分析了并網(wǎng)逆變器在PI控制下并網(wǎng)電流存在穩(wěn)態(tài)誤差和電網(wǎng)擾動(dòng)等問題，并比較了PI控制、單周期控制和準(zhǔn)諧振PR控制的控制效果，給出了準(zhǔn)諧振PR控制器和單周期控制器設(shè)計(jì)過程。仿真實(shí)驗(yàn)和樣機(jī)實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，上述3種所設(shè)計(jì)的控制器中準(zhǔn)諧振PR控制器的控制性能優(yōu)越。

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［9］鄭玉蓮.基于單周期控制的光伏逆變技術(shù)研究［D］.南京：南京師范大學(xué)，2014.

［10］蔣真.單相/三相逆變器的數(shù)字單周期控制研究［D］.南京：南京航空航天大學(xué)，2011.

［11］付勛波.單周期控制在風(fēng)力發(fā)電并網(wǎng)逆變器中的應(yīng)用［J］.變流技術(shù)與電力牽引，2008，30（4）：30-34.

Research on Current Control Strategy in Photovoltaic Grid Inverter

MEI Jichao，LIAO Dongchu，CAI Huafeng
（Hubei Collaborative Innovation Center for High-efficiency Utilization of Solar Energy，Hubei University of Technology，Wuhan 430068，Hubei，China）

Grid current control technology not only affect the quality of grid inverter current，but also is the key to the successful interconnection of the grid inverter technology.So a well-performed grid current control strategy is needed urgently.By establishing a mathematical model of grid inverter，grid current problems were analysed such as steady-state error and the disturbance in the grid inverter under the proportional integral（PI）control.Base on those problems presented above，two grid current control strategy，one cycle control and quasi resonant PR control，were proposed.The three kinds of control strategies in grid current control performance were compared through Matlab simulation.The simulationandexperimentsresultsshowthatthecontrolperformanceissuperiorbyusingaquasiresonantPRcontroller.

grid-connectedinverter；proportionalintegralcontrol；onecyclecontrol；quasiresonantPRcontrol

TM464

A

10.19457/j.1001-2095.20171010

梅繼超（1990-），男，碩士研究生，Email：1129375172@qq.com

2016-08-14

修改稿日期：2016-11-01