李微，孟準，王議鋒

（天津大學電氣與自動化工程學院，天津 300072）

一種車載充電器用ZCS-Buck軟開關拓撲研究

李微，孟準，王議鋒

（天津大學電氣與自動化工程學院，天津 300072）

提出了一種基于交錯并聯(lián)技術和Buck型三相單開關整流電路的零電流軟開關（zero-current-switching，ZCS）電動汽車車載充電電路。采用多諧振結構保證Buck電路中的IGBT實現(xiàn)ZCS，續(xù)流二極管實現(xiàn)零電壓軟開關（zero-voltage-switching，ZVS），滿足車載充電器（onboard charger，OBC）大功率、高效率、高功率密度的需求。分析了電路的工作原理，重點研究了ZCS的實現(xiàn)條件，根據(jù)理論分析進行了硬件參數(shù)設計。此外，設計試制了1臺8.5 kW樣機并進行了實驗研究，實驗結果與理論分析一致，驗證了分析的正確性。

電動汽車；車載充電器；零電流軟開關；交錯并聯(lián)

由于能源危機和環(huán)境問題日益加劇，電動汽車和混合動力電動汽車受到越來越廣泛的關注，相關研究也成為研究熱點。電動汽車充電設備是為電動汽車提供能量的關鍵部件，直接影響充電時長和電池使用壽命，是電動汽車發(fā)展面臨的一大挑戰(zhàn)［1-2］。受體積、重量和成本的限制，目前的車載充電器的功率相對較低、充電速度慢。因此，開發(fā)體積小、重量輕、效率高、功率大、功率因數(shù)高、THD低的車載充電裝置是目前電動汽車發(fā)展的一個重要需求［3］。

車載充電器按結構可分為單級和兩級2種。其中兩級結構具有靈活性高、輸入輸出可調節(jié)范圍寬的優(yōu)點。但是兩級結構不利于提高系統(tǒng)變換效率，難以滿足車載充電器體積小、重量輕的需求。而單級結構會減少開關器件的數(shù)量，降低電路復雜程度，更有利于實現(xiàn)高轉換效率和高功率密度，因此更適合車載充電器應用。已經有學者提出了大量的具有PFC功能的AC/DC變換電路。其中，高開關頻率的Buck型PFC AC/DC變換結構由于可以減小濾波器的體積和重量，在電動汽車車載充電領域得到了廣泛應用［4］。

為了提高變換效率，可以在車載充電研究中引入軟開關技術，應用最廣泛的軟開關拓撲有移相ZVS和LLC諧振。移相ZVS拓撲的軟開關范圍小、對器件的寄生參數(shù)和變壓器漏感過于敏感，大大提升了系統(tǒng)參數(shù)設計難度［5］。而LLC諧振拓撲電感和變壓器設計要求嚴格，頻率范圍過寬也將增加EMI濾波器的設計難度［6］。因此這2種結構均不適于負載變化范圍大的OBC應用。Robert W.Erickson和Yungtaek Jang兩位學者提出了一種新的Buck型零電流軟開關三相AC/DC變換器，可以實現(xiàn)高功率因數(shù)和高質量的輸入電流，通過采用多諧振結構，實現(xiàn)Buck開關管ZCS［7］。

在上述基礎上，本文提出了一種交錯并聯(lián)的三相ZCS-Buck型車載充電電路，采用了兩通道交錯并聯(lián)結構進行均流控制以減小電流紋波和電感體積，并減小開關器件的電流應力［8］。文中分析了拓撲結構和工作原理，重點分析了ZCS軟開關的實現(xiàn)條件，進行了參數(shù)設計和樣機搭建以及實驗驗證，試驗結果與理論分析一致，最終證明該拓撲結構的正確性和可用性。

1 電路拓撲與工作原理

本文提出的交錯并聯(lián)三相多諧振ZCS-Buck型車載充電電路如圖1所示。

圖1 三相多諧振零電流軟開關Buck型車載充電電路Fig.1 Three-phase multi-resonant ZCS-Buck onboard charger

1.1 電路拓撲

電路采用雙通道交錯并聯(lián)結構，用于紋波互補以及損耗和熱分布，交錯并聯(lián)的2個通道采取完全相同的控制方法，驅動信號相位相差π。電路中Cr1～Cr3，Cd和Lr組成1個諧振周期固定的多諧振電路，從而保證IGBT工作在ZCS模式，Dd工作在ZVS模式。因此采取導通時間恒定，調整開關頻率的脈沖頻率調制（pulse frequency modulation，PFM）的控制方法，以實現(xiàn)IGBT的零電流關斷，輸出電壓隨著驅動頻率的增加而

uCr1～uCr3和iCr1～iCr3分別表示諧振電容Cr1～Cr3的電壓和電流；uCd和iCd分別表示輸出側諧振Cd的電壓和電流；uLr和iLr表示諧振電感Lr的電壓和電流；us1和is1分別表示IGBT S1的電壓和電流；Iout和Uout分別表示系統(tǒng)輸出電流和電壓；uA，uB，uC和iA，iB，iC分別表示三相輸入電壓和電流；UPM和IPM分別表示輸入相電壓和相電流的峰值。升高。

1.2 電路工作模態(tài)分析

為了簡化分析過程，我們選取π/2的工作點進行分析。在π/2的工作點，A相輸入電壓uA和A相輸入電流iA都達到了最大值，而且uB=uC=?0.5uA，uA=UPM。同理，iB=iC=?0.5iA，iA=IPM。在該工作點，輸入側電容Cr2和Cr3的充放電過程完全同步，不可控整流橋的B相和C相二極管同時開斷。在1個開關周期內，輸入電壓和電流可以假設為1個恒定值。

圖2 電路理論工作波形Fig.2 Theoretical waveforms of the OBC

圖2 給出了2個通道的理論工作波形，2個通道共分為12個工作模態(tài)。各工作模態(tài)的等效電路如圖3所示。

由于交錯并聯(lián)的2個通道結構及控制方法完全一致，因此理論分析部分只對單通道的工作原理進行分析。

在電路設計中Cr1～Cr3的電容值相等，在以下分析中均以Cr表示。以下公式中Ix|Tn,Ux|Tn，分別表示各電壓、電流變量模態(tài)結束時刻的數(shù)值表達式，由于篇幅所限，沒有詳細列出，其中x代表各元器件：S,Dd,Cr1,Cd,Lr,Lf；n代表模態(tài)Ⅰ-Ⅵ。UCd|T0表示電容Cd兩端電壓在t0時刻的初始值。

圖3 各工作模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuits of each operating modal

1.2.1 模態(tài)Ⅰ（t0—t3）

D1～D6，S1和 Dd關斷，Cr1～Cr3，由輸入電流充電。本階段中由Lr提供輸出續(xù)流電流，Cd以iLr的速度放電。當uCd減小到0時，Dd導通，本階段結束。通過求解該階段的狀態(tài)方程，可以得到本階段各器件電壓電流的表達式為

1.2.2 模態(tài)Ⅱ（t3—t7）

本階段中Dd導通，D1～D6和S1關斷。同樣由Lr提供輸出續(xù)流電流，模態(tài)Ⅱ和模態(tài)Ⅰ的區(qū)別在于續(xù)流電流不再通過Cd而是流過Dd。Cr1～Cr3繼續(xù)由輸入電流充電，S1導通后本階段結束。本階段各器件電壓電流的表達式如下：

1.2.3 模態(tài)Ⅲ（t7—t8）

D1,D5,D6,S1和Dd導通，其他開關器件關斷。Cr1～Cr3和 Lr發(fā)生諧振，當 iLr增加到0后本階段結束。本階段各器件電壓電流的表達式如下式：

1.2.4 模態(tài)Ⅳ（t8—t10）

D1,D5,D6和S1導通，D2～D4和 Dd關斷，Cd，Cr和Lr發(fā)生諧振，Cd由iLr充電。當Cr兩端電壓減小到0后本階段結束。本階段各器件電壓電流的表達式如下：

1.2.5 模態(tài)Ⅴ（t10—t11）

D1～D6和 S1導通，Dd關斷。 Lr和Cd發(fā)生諧振，本階段is1可分為2部分：一部分由輸入電流提供；超出輸入電流的部分由整流橋二極管續(xù)流，因此本階段D1～D6全部導通。當is1減小到0.5 IPM后本階段結束。并且一旦is1＜0.5IPM，則iCr1＞0，輸入側電容將開始充電。本階段各器件電壓電流的表達式如下：

1.2.6 模態(tài)Ⅵ（t11—t12）

D1,D5,D6和 S1導通，D2～D4和 Dd關斷，Cr，Cd和Lr發(fā)生諧振。當is1減小到0后本階段結束，在此之后S1可以實現(xiàn)ZCS。本階段各器件電壓電流的表達式如下：

通過各階段的結束條件與式（1）～式（6）聯(lián)立可以求得各階段時長T1～T6表達式。式中C11,C21,C31,C32,C41,C51,C52,C61,C62以及 α3～α6為各階段的常數(shù)參數(shù)。上述分析中各電壓電流變量在上一階段的最終值即為下一階段的初始值。通過將各階段初始值代入式（1）～式（6）即可求得上述常數(shù)參數(shù)，受篇幅所限，此處沒有列出各參數(shù)的具體表達式。

2 電路設計

在上述模態(tài)分析的基礎上，對系統(tǒng)參數(shù)進行了設計，并著重對軟開關實現(xiàn)條件進行了分析。

2.1 軟開關實現(xiàn)分析

系統(tǒng)不能實現(xiàn)軟開關的情況分為2種：1）硬件參數(shù)不滿足ZCS需求；2）硬件參數(shù)合理，而驅動信號不匹配。

2.1.1 硬件參數(shù)不合理

從圖2中的系統(tǒng)理論工作波形以及上述工作模態(tài)分析，可以推導出軟開關實現(xiàn)的約束條件。

模態(tài)Ⅰ和模態(tài)Ⅱ要足夠長，Cr1～Cr3儲存足夠的能量，從而保證諧振電感電流諧振到正值。該約束條件可以表述為iLr增加到零時，Cr沒有完全放電，即模態(tài)Ⅲ結束時，uCr為正值。

當Cr完全放電時，諧振電感電流應為正值，該約束條件表述為

模態(tài)Ⅴ和模態(tài)Ⅵ，Lr和Cd進行諧振。只有當Cd儲存足夠的能量時，諧振電感的電流才能達到0.5Iout，is1可以達到零從而實現(xiàn)ZCS。該條件可以表述為

2.1.2 驅動信號不匹配

分析可得，只有當硬件參數(shù)與驅動信號匹配的情況下才能實現(xiàn)ZCS。如圖4a所示，如果IGBT在is1

減小到零之前關斷，顯然不能實現(xiàn)ZCS。此外，如圖4b所示，如果在uS1增加到正值之后，IGBT上仍然有開通信號，則S1將會重新導通，從而不能實現(xiàn)ZCS。

圖4 驅動信號不匹配情況下主要參數(shù)理論波形圖Fig.4 Theoretical waveforms with mismatch driving signal

通過上述分析可知，驅動信號需要在iS1減小到0后關斷，可得到約束條件如下式：

式中：Ton為S1的導通時間長度；Tδ為S1可以實現(xiàn)ZCS的時間區(qū)間長度。

并且驅動信號需要在IGBT端電壓uS1再次增大到零前關斷，iS1減小到零后IGBT端電壓為ucr1減去ucd，可得約束條件如下式：

2.2 軟開關邊界條件

實現(xiàn)軟開關必須滿足硬件參數(shù)合理及驅動信號與電路匹配的2個條件。在上述分析的基礎上，聯(lián)立式（7）～式（12）可得額定（380 V輸入線電壓，400 V輸出電壓，8 Ω負載阻值）情況下的ZCS邊界。圖5給出了最短和最長導通時長Ton的約束條件以及軟開關的邊界條件。

圖5 實現(xiàn)ZCS的約束條件Fig.5 Constraint conditions to realize ZCS

2.3 硬件參數(shù)設計

考慮到在充電過程中負載電壓和電流均會發(fā)生變化，我們選取了1組在全負載變化范圍內均能實現(xiàn)軟開關的硬件參數(shù)：輸入濾波電感La,Lb,Lc=2 mH；諧振電感 Lr=50 μH；輸出濾波電感Lf=800 μH；輸入側諧振電容Cr1，Cr1，Cr3=0.65 μF；輸出側諧振電容 Cd=0.44 μF；輸出濾波電容 Cf=860μF。

3 實驗驗證及結論

為了驗證理論分析的準確性，搭建了一個8.5 kW實驗平臺進行了驗證。并給出了1組實驗結果，實驗參數(shù)為：輸入電壓230 V，輸出200 V，負載6 Ω，驅動頻率30 kHz，導通時間15 μs。

圖6給出了輸入線電壓、輸入電流和輸出電流波形。

圖6輸入線電壓、輸入電流和輸出電流實驗波形Fig.6 Experimental results of input voltage，input and output current

圖7 給出了IGBT電壓uS，IGBT電流iS1，諧振電感電流iLr和單通道的輸出電流0.5iout波形。

圖7 IGBT端電壓、電流、單路輸出電流和諧振電感電流Fig.7 Voltage and current of IGBT，single-channel output current and inductor resonant current

可見，實驗結果與理論分析結果一致，且IGBT可以實現(xiàn)ZCS。

通過實驗可以測出實驗平臺的效率、THD和PF曲線分別如圖8和圖9所示。

圖8 效率曲線Fig.8 Measured efficiency curve

分析可得，隨著功率增加系統(tǒng)轉換效率維持在93.5%至94.0%之間，在最大功率點，THD為4.3%，PF為0.98。

圖9 THD和PF曲線Fig.9 Measured THD and PF curves

4 結論

本文提出了一種三相交錯并聯(lián)的高效率高功率因數(shù)軟開關車載充電電路，分析了軟開關實現(xiàn)條件。最后建立了一個8.5 kW的實驗平臺，并進行了實驗，結果與理論分析一致，測得效率為93.5%，功率因數(shù)為0.98，THD為4.3%。證明該電路適合高功率、高效率的電動汽車車載充電器應用。

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Research of a ZCS-Buck Soft Switching Topology Used for OBC

LI Wei，MENG Zhun，WANG Yifeng
（School of Electrical Engineering and Automation，Tianjin University，Tianjin 300072，China）

An interleaved high-power ZCS OBC based on the three-phase single-switch buck rectifier was proposed for application to plug-in electric vehicles（EVs）.The multi-resonant structure was used to achieve ZCS of IGBTs and ZVS of the fly-wheel diodes，which could meet the high power，high efficiency and high power density requirements of OBC.The operating principle of the proposed circuit was introduced，and the border conditions of ZCS converting was mainly focused on.Based on the theoretical analysis，a set of circuit parameters were selected.Furthermore，a 8.5 kW prototype was established，experimental results verify the accuracy of the theoretical analysis.

electric vehicle；onboard charger；zero-current switching；interleaved parallel

TM461

A

10.19457/j.1001-2095.20171004

國家863高技術研究發(fā)展計劃（2015AA050603）；國家自然科學基金項目（51307117）

李微（1990－），女，博士研究生，Email：liweitju@hotmail.com

2016-09-22

修改稿日期：2016-11-23