永磁同步電機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)的內(nèi)?？刂?/h1>
2017-10-19 11:45:33李明輝
電氣自動(dòng)化 2017年4期 關(guān)鍵詞：系統(tǒng)
李明輝
(西繼迅達(dá)電梯有限公司,河南 許昌 461000)
永磁同步電機(jī)變頻調(diào)速系統(tǒng)的內(nèi)?？刂?/p>
李明輝
(西繼迅達(dá)電梯有限公司,河南 許昌 461000)
永磁同步電機(jī)是典型的非線性多變量強(qiáng)耦合系統(tǒng)，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下dq軸電流存在耦合，傳統(tǒng)的PI控制器無法實(shí)現(xiàn)解耦，提出一種基于內(nèi)模控制原理和空間矢量算法相結(jié)合的高性能永磁同步電機(jī)解耦控制方法，用內(nèi)?？刂撇呗钥刂评硐腚姍C(jī)模型，對(duì)定子電流交叉耦合電勢(shì)動(dòng)態(tài)解耦，提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，同時(shí)在整個(gè)電流閉環(huán)過程中對(duì)參數(shù)攝動(dòng)和外擾動(dòng)具有良好的魯棒性，這種方法不需要額外的電機(jī)參數(shù)和檢測(cè)硬件，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了方法有效可行。
永磁同步電機(jī)；內(nèi)?？刂?；解耦；穩(wěn)態(tài)誤差;觀測(cè)器；空間矢量脈寬調(diào)制
0 引 言
永磁同步電機(jī)以其體積小、功率密度高、轉(zhuǎn)矩/慣量比高等特點(diǎn)在電梯行業(yè)應(yīng)用非常廣泛，低速大轉(zhuǎn)矩的應(yīng)用特性決定了電梯永磁同步曳引機(jī)多采用凸極效應(yīng)明顯的外轉(zhuǎn)子集中繞組結(jié)構(gòu)，集中繞組永磁同步電機(jī)含有豐富的定子磁勢(shì)諧波，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下定子電壓中耦合電壓和反電勢(shì)對(duì)dq軸電流交叉耦合作用復(fù)雜[1]。傳統(tǒng)同步PI控制依賴電機(jī)本體參數(shù)，且忽略了dq軸電流交叉耦合，實(shí)際工程中，當(dāng)其中一個(gè)軸上的電流改變時(shí)，對(duì)另一軸上電流產(chǎn)生瞬時(shí)誤差，使轉(zhuǎn)矩輸出產(chǎn)生瞬時(shí)畸變，影響系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能。
內(nèi)模控制作為一種先進(jìn)的控制技術(shù)，它不過分依賴于被控對(duì)象的準(zhǔn)確數(shù)學(xué)模型，在PI解耦電流主控器的基礎(chǔ)上，構(gòu)造電流環(huán)的內(nèi)模狀態(tài)方程，利用IMC原理設(shè)計(jì)電流環(huán)觀測(cè)器，實(shí)現(xiàn)電流補(bǔ)償控制，對(duì)系統(tǒng)內(nèi)部參數(shù)攝動(dòng)及外部環(huán)境擾動(dòng)具有自適應(yīng)性，系統(tǒng)跟蹤性能好，魯棒性強(qiáng) ，控制器參數(shù)單一，結(jié)構(gòu)和算法簡單，調(diào)整方向明確，工程上易于實(shí)現(xiàn)[2]。
1 PMSM的數(shù)學(xué)模型
不考慮永磁同步曳引機(jī)的制動(dòng)系統(tǒng)，永磁同步曳引機(jī)(PMSTM)可簡化為凸極效應(yīng)明顯的永磁同步電機(jī)(PMSM)，在同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下數(shù)學(xué)模型為：
(1)
(2)
式中Ld、Lq分別為直軸和交軸電感；ψ為轉(zhuǎn)子磁鋼產(chǎn)生的永磁磁鏈；R為定子繞組電阻；ω為轉(zhuǎn)子電角速度；id、iq分別為直軸和交軸電流；ud、uq分別為直軸和交軸電壓。
由式(1)和式(2)可見模型的準(zhǔn)確度依賴于系統(tǒng)參數(shù)[3]。對(duì)定子電流id、iq表現(xiàn)為一階時(shí)間滯后環(huán)節(jié)，d軸和q軸電流分別對(duì)q軸和d軸方向產(chǎn)生耦合電動(dòng)勢(shì)。如果定子電流id、iq完全解耦，由式(1)和式(2)可得式(3)和式(4)：
ud0=ud+ωLqiq=Rid+Ldid
(3)
uq0=uq-ωLdid-ωψ=Riq+Lqiq
(4)
式中ud0、uq0分別為電流解耦后的直軸和交軸電壓。
2 基于IMC觀測(cè)器的PMSTM控制設(shè)計(jì)
內(nèi)模控制的原理是利用反饋濾波器來改善魯棒性和對(duì)抗性，本質(zhì)是一種魯棒控制方法，是PI控制的擴(kuò)展，等效于交叉解耦的PI控制[4]。其原理如圖1所示，圖中：R(s)為參考輸入，F(xiàn)(s)為信號(hào)反饋，E(s)為PI控制器輸出，C(s)為內(nèi)?？刂破?，G(s)為系統(tǒng)傳遞函數(shù)，Gm(s)為內(nèi)模，d(s)為擾動(dòng)信號(hào)，Y(s)為輸出。
圖1 內(nèi)?？刂圃韴D
根據(jù)圖1得：
(5)
Y(s)=[R(s)-F(s)]G(s)C(s)+d(s)
(6)
如果內(nèi)模建模精確，與系統(tǒng)模型匹配，即Gm(s)=G(s)，則由式(5)、式(6)得：
F(s)=d(s)
(7)
Y(s)=R(s)G(s)C(s)+d(s)[1-G(s)C(s)]
(8)
由式(7)可知，系統(tǒng)反饋信號(hào)F(s)就是擾動(dòng)信號(hào)d(s)，由式(8)可知，如果C(s)G(s)=1，C(s)=1/G(s)，系統(tǒng)可對(duì)擾動(dòng)信號(hào)進(jìn)行完全補(bǔ)償，Y(s)=R(s),系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)開環(huán)系統(tǒng)控制，輸出信號(hào)可以直接跟蹤輸入信號(hào)[5]。
按照上述內(nèi)?？刂圃?，將式(3)和式(4)拉普拉斯變換后得：
Uq_f(s)=RsIq(s)+sLqIq(s)+ωrLdId(s)
(9)
Ud(s)=RsId(s)+sLdId(s)-ωrLqIq(s)
(10)
令：
可得I(s)=D(S)U(s)
(11)
其中
若使C(s)=D-1(s)，就構(gòu)成內(nèi)?？刂?，使得輸出Y(s)=R(s)，則輸出電流可以直接跟蹤指令電流，由于D(s)表現(xiàn)為一階系統(tǒng)，沒有純時(shí)延和右半平面的零點(diǎn)，系統(tǒng)是天然穩(wěn)定的，為了優(yōu)化控制器參數(shù)，增加一個(gè)低通濾波器，增強(qiáng)系統(tǒng)魯棒性，定義：
C(S)=D-1(s)L(S)
(12)
式中
(13)
將內(nèi)模結(jié)構(gòu)模型等效為反饋控制模型，如圖2所示。
其中
(14)
圖2 等效反饋控制模型
可以看出內(nèi)模控制本質(zhì)是PI控制的一個(gè)擴(kuò)展，等效于交叉解耦的PI控制[6]。從以上分析可以得到如圖3所示的電流內(nèi)模解耦控制器框圖。
圖3 電流內(nèi)模解耦控制器
由圖3可知，內(nèi)模解耦控制調(diào)節(jié)參數(shù)只有α，算法簡單，參數(shù)單一，在線調(diào)試方便，且系統(tǒng)沒有超調(diào)，是天然穩(wěn)定的，系統(tǒng)階躍響應(yīng)上升時(shí)間與參數(shù)α的關(guān)系為：
(15)
由式(15)可知，系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間tr與調(diào)節(jié)參數(shù)α成反比例，增大調(diào)節(jié)參數(shù)α將減小系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間，加快系統(tǒng)響應(yīng)速度，但是α不能無限增大，實(shí)際工程中系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間受限于硬件的電氣時(shí)間常數(shù)[7]。
3 內(nèi)?？刂圃赟VPWM電流環(huán)控制中的應(yīng)用
圖4 帶內(nèi)?？刂破鞯腟VPWM控制系統(tǒng)圖
4 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的硬件和軟件設(shè)計(jì)
4.1 硬件設(shè)計(jì)
實(shí)驗(yàn)平臺(tái)硬件組成框圖如圖5所示：采用美國TI公司的TMS320F2812 DSP最小系統(tǒng)為核心算法處理器，德國SEMIKRON的SKD75為三相整流電路，日本三菱公司的PM75RLA120 IPM為三相電壓源逆變器，以瑞士LA霍爾電量傳感器和德國海德漢公司ERN1387 sin/cos編碼器為反饋傳感器，組成永磁同步電機(jī)變頻調(diào)速驅(qū)動(dòng)控制平臺(tái)，霍爾電流傳感器將A，B相電流隔離轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)，經(jīng)過運(yùn)放電路輸入到DSP的A/D模塊進(jìn)行采樣計(jì)算、內(nèi)模控制器交叉解耦等處理得到反饋電流分量，與sin/cos編碼器C、D采集的轉(zhuǎn)子角度位置信息一起參與電流環(huán)的調(diào)節(jié)運(yùn)算，sin/cos編碼器A、B經(jīng)過比較電路獲取正交信號(hào),輸入到DSP的正交編碼脈沖電路(QEP),通過檢測(cè)脈沖的邊沿信號(hào)4倍頻后給DSP內(nèi)部計(jì)數(shù)器，計(jì)算出轉(zhuǎn)子反饋速度,參與速度環(huán)的調(diào)節(jié)運(yùn)算。
圖5 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)組成框圖
4.2 軟件設(shè)計(jì)
系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)主要有主程序、中斷程序和子程序三部分組成。主程序主要完成DSP內(nèi)部控制寄存器的初始化，系統(tǒng)上電自檢，函數(shù)初始化，參數(shù)的設(shè)定、標(biāo)幺，中斷處理，HMI調(diào)用等，如圖6(a)所示。考慮到永磁同步電機(jī)控制的實(shí)時(shí)性和快速響應(yīng)，把電流、電壓、編碼器的信號(hào)采集，控制算法以及SVPWM波的產(chǎn)生，功率器件保護(hù)等放在定時(shí)中斷程序里，如圖6(b)所示。將通訊、人機(jī)交互、算法單元等編譯成子程序供調(diào)用。
圖6 電機(jī)控制程序流程圖
內(nèi)?？刂栖浖?shí)現(xiàn)例程如下：
Interrupt void MainISR(void)
{
. . .
EvaRegs.EVAIMRA.bit.T1UFINT =0;
ReadAdc(&adcdata);
ChangeAdc(&adcdata);
Clarke.calc(&clarke);
Park.calc(&park);
PID_spd.calc(&pid_spd);
ObserveAng.calc(&ObserveAng);
IMC_idq.calc(&imc_idq);
Ipark.calc(&ipark);
Svgen_dq.calc(&svgen_dq);
PWM.update(&pwm);
. . .
}
5 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析
實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中選用的永磁同步電機(jī)額定轉(zhuǎn)速為180 r/min，額定功率11.7 kW,額定電流24 A,額定轉(zhuǎn)矩670 N·m，磁極數(shù)24極，定子相電阻0.345 Ω，電感14.2 mH,電流環(huán)采樣頻率選取16 kHz，速度環(huán)采樣頻率選取160 Hz，采用內(nèi)模交叉解耦控制和PI控制對(duì)比，每個(gè)采樣周期在TMS320F2812的緩沖區(qū)中記錄速度、電流的指令值和反饋值，利用DLOG4CH四通道軟件記錄模塊，通過XDS510仿真器將記錄數(shù)據(jù)發(fā)送到CCS仿真軟件，利用軟件的Graph功能實(shí)時(shí)記錄、比較指令值和反饋值之間的誤差。通過HMI的SCI串行通信接口將采樣數(shù)據(jù)傳送到PC中，運(yùn)用Matlab進(jìn)行存儲(chǔ)、處理分析、比較顯示。
圖7 IMC控制得到的ω、iq、id和iA
圖8 PI控制得到的ω、iq、id和iA
實(shí)驗(yàn)中，初始角速度給定為20π rad/s,在t=0.08 s時(shí)刻角速度給定由 20π rad/s升為40π rad/s, 在t=0.57 s時(shí)刻角速度給定從40π rad/s降到20π rad/s，每間隔6.25 ms獲取一組PMSTM角速度ω、電流iq、電流id、A相電流iA實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，將實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)繪制成圖7、圖8的時(shí)域曲線，
圖7和圖8分別為IMC交叉解耦控制和傳統(tǒng)PI控制所得到的角速度ω、電流iq、電流id、A相電流iA的時(shí)域曲線圖，兩種控制方式所得到的角速度ω的響應(yīng)時(shí)間基本相同，IMC控制所得到的角速度ω的穩(wěn)態(tài)誤差為PI控制的40%，iq和id電流紋波值為PI控制的50%，對(duì)電流環(huán)實(shí)現(xiàn)更好的補(bǔ)償控制。
通過對(duì)角速度ω分別為10π rad/s、20π rad/s、30π rad/s、40π rad/s、50π rad/s時(shí)，IMC和PI控制方式實(shí)驗(yàn)所得數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)分析，得出如表1兩種控制方式的主要參數(shù)對(duì)比，可見，在IMC控制方式下的角速度穩(wěn)態(tài)誤差小于PI控制方式下的角速度穩(wěn)態(tài)誤差，而且，隨著角速度越大穩(wěn)態(tài)誤差越小；IMC控制方式下的iq和id電流紋波值小于PI控制方式下的iq和id電流紋波值，而且，隨著角速度越大電流紋波值越小。
表1 IMC和PI控制方式的實(shí)驗(yàn)結(jié)果
6 結(jié)束語
本文針對(duì)電梯永磁同步電機(jī)多變量強(qiáng)耦合系統(tǒng)，受參數(shù)攝動(dòng)和外擾動(dòng)影響問題，利用IMC原理，構(gòu)造電壓和電流的內(nèi)模方程，提出一種基于內(nèi)?？刂圃砗涂臻g矢量算法相結(jié)合的交叉解耦控制方法，系統(tǒng)響應(yīng)快，魯棒性好，在動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)下都能達(dá)到很高的控制精度，控制算法易于用DSP實(shí)現(xiàn)，適用于轉(zhuǎn)子磁場定向的SVPWM矢量控制，經(jīng)過基于TMS320F2812實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的工程實(shí)際驗(yàn)證，各項(xiàng)指標(biāo)滿足電梯永磁同步電機(jī)控制要求。
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IMC of Variable-frequency Speed Control System of Permanent Magnet Synchronous Motors
Li Minghui
(XJ Schindler Elevator Co., Ltd., Xuchang Henan 461000, China)
The permanent magnet synchronous motor is a typical nonlinear multi-variable system with strong coupling. There is coupling with dq shaft current in the synchronous rotating reference frame, and the traditional PI controller cannot realize decoupling. This paper proposes a high-performance permanent magnet synchronous motor decoupling method combining internal mode control (IMC) and space vector algorithm. IMC strategy is used to control an ideal motor model to realize dynamic decoupling of the cross-coupling potential of the stator current to improve dynamic response of the system. In the meantime, this approach shows good robustness toward parameter perturbation and external disturbance in the whole process of current closed loop, and there is no need for additional motor parameter or test hardware. Experimental results verify that this approach is effective and feasible.
permanent magnet synchronous motor; internal model control (IMC); decoupling. steady-state error; observer; space vector pulse width modulation
10.3969/j.issn.1000-3886.2017.04.004
TM341
A
1000-3886(2017)04-0011-04
定稿日期: 2016-11-08
國家質(zhì)檢總局公益性行業(yè)科研專項(xiàng)資助項(xiàng)目(G2013709);河南省博士后研發(fā)基地資助項(xiàng)目 豫人社博管[2015]8號(hào)
李明輝(1970-)，男，河南許昌人，本科，高級(jí)工程師，從事電梯驅(qū)動(dòng)與控制研究。
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(2)
式中Ld、Lq分別為直軸和交軸電感；ψ為轉(zhuǎn)子磁鋼產(chǎn)生的永磁磁鏈；R為定子繞組電阻；ω為轉(zhuǎn)子電角速度；id、iq分別為直軸和交軸電流；ud、uq分別為直軸和交軸電壓。
由式(1)和式(2)可見模型的準(zhǔn)確度依賴于系統(tǒng)參數(shù)[3]。對(duì)定子電流id、iq表現(xiàn)為一階時(shí)間滯后環(huán)節(jié)，d軸和q軸電流分別對(duì)q軸和d軸方向產(chǎn)生耦合電動(dòng)勢(shì)。如果定子電流id、iq完全解耦，由式(1)和式(2)可得式(3)和式(4)：
ud0=ud+ωLqiq=Rid+Ldid
(3)
uq0=uq-ωLdid-ωψ=Riq+Lqiq
(4)
式中ud0、uq0分別為電流解耦后的直軸和交軸電壓。
2 基于IMC觀測(cè)器的PMSTM控制設(shè)計(jì)
內(nèi)模控制的原理是利用反饋濾波器來改善魯棒性和對(duì)抗性，本質(zhì)是一種魯棒控制方法，是PI控制的擴(kuò)展，等效于交叉解耦的PI控制[4]。其原理如圖1所示，圖中：R(s)為參考輸入，F(xiàn)(s)為信號(hào)反饋，E(s)為PI控制器輸出，C(s)為內(nèi)?？刂破?，G(s)為系統(tǒng)傳遞函數(shù)，Gm(s)為內(nèi)模，d(s)為擾動(dòng)信號(hào)，Y(s)為輸出。
圖1 內(nèi)?？刂圃韴D
根據(jù)圖1得：
(5)
Y(s)=[R(s)-F(s)]G(s)C(s)+d(s)
(6)
如果內(nèi)模建模精確，與系統(tǒng)模型匹配，即Gm(s)=G(s)，則由式(5)、式(6)得：
F(s)=d(s)
(7)
Y(s)=R(s)G(s)C(s)+d(s)[1-G(s)C(s)]
(8)
由式(7)可知，系統(tǒng)反饋信號(hào)F(s)就是擾動(dòng)信號(hào)d(s)，由式(8)可知，如果C(s)G(s)=1，C(s)=1/G(s)，系統(tǒng)可對(duì)擾動(dòng)信號(hào)進(jìn)行完全補(bǔ)償，Y(s)=R(s),系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)開環(huán)系統(tǒng)控制，輸出信號(hào)可以直接跟蹤輸入信號(hào)[5]。
按照上述內(nèi)?？刂圃?，將式(3)和式(4)拉普拉斯變換后得：
Uq_f(s)=RsIq(s)+sLqIq(s)+ωrLdId(s)
(9)
Ud(s)=RsId(s)+sLdId(s)-ωrLqIq(s)
(10)
令：
可得I(s)=D(S)U(s)
(11)
其中
若使C(s)=D-1(s)，就構(gòu)成內(nèi)?？刂?，使得輸出Y(s)=R(s)，則輸出電流可以直接跟蹤指令電流，由于D(s)表現(xiàn)為一階系統(tǒng)，沒有純時(shí)延和右半平面的零點(diǎn)，系統(tǒng)是天然穩(wěn)定的，為了優(yōu)化控制器參數(shù)，增加一個(gè)低通濾波器，增強(qiáng)系統(tǒng)魯棒性，定義：
C(S)=D-1(s)L(S)
(12)
式中
(13)
將內(nèi)模結(jié)構(gòu)模型等效為反饋控制模型，如圖2所示。
其中
(14)
圖2 等效反饋控制模型
可以看出內(nèi)模控制本質(zhì)是PI控制的一個(gè)擴(kuò)展，等效于交叉解耦的PI控制[6]。從以上分析可以得到如圖3所示的電流內(nèi)模解耦控制器框圖。
圖3 電流內(nèi)模解耦控制器
由圖3可知，內(nèi)模解耦控制調(diào)節(jié)參數(shù)只有α，算法簡單，參數(shù)單一，在線調(diào)試方便，且系統(tǒng)沒有超調(diào)，是天然穩(wěn)定的，系統(tǒng)階躍響應(yīng)上升時(shí)間與參數(shù)α的關(guān)系為：
(15)
由式(15)可知，系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間tr與調(diào)節(jié)參數(shù)α成反比例，增大調(diào)節(jié)參數(shù)α將減小系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間，加快系統(tǒng)響應(yīng)速度，但是α不能無限增大，實(shí)際工程中系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間受限于硬件的電氣時(shí)間常數(shù)[7]。
3 內(nèi)?？刂圃赟VPWM電流環(huán)控制中的應(yīng)用
圖4 帶內(nèi)?？刂破鞯腟VPWM控制系統(tǒng)圖
4 實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的硬件和軟件設(shè)計(jì)
4.1 硬件設(shè)計(jì)
實(shí)驗(yàn)平臺(tái)硬件組成框圖如圖5所示：采用美國TI公司的TMS320F2812 DSP最小系統(tǒng)為核心算法處理器，德國SEMIKRON的SKD75為三相整流電路，日本三菱公司的PM75RLA120 IPM為三相電壓源逆變器，以瑞士LA霍爾電量傳感器和德國海德漢公司ERN1387 sin/cos編碼器為反饋傳感器，組成永磁同步電機(jī)變頻調(diào)速驅(qū)動(dòng)控制平臺(tái)，霍爾電流傳感器將A，B相電流隔離轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)，經(jīng)過運(yùn)放電路輸入到DSP的A/D模塊進(jìn)行采樣計(jì)算、內(nèi)模控制器交叉解耦等處理得到反饋電流分量，與sin/cos編碼器C、D采集的轉(zhuǎn)子角度位置信息一起參與電流環(huán)的調(diào)節(jié)運(yùn)算，sin/cos編碼器A、B經(jīng)過比較電路獲取正交信號(hào),輸入到DSP的正交編碼脈沖電路(QEP),通過檢測(cè)脈沖的邊沿信號(hào)4倍頻后給DSP內(nèi)部計(jì)數(shù)器，計(jì)算出轉(zhuǎn)子反饋速度,參與速度環(huán)的調(diào)節(jié)運(yùn)算。
圖5 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)組成框圖
4.2 軟件設(shè)計(jì)
系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)主要有主程序、中斷程序和子程序三部分組成。主程序主要完成DSP內(nèi)部控制寄存器的初始化，系統(tǒng)上電自檢，函數(shù)初始化，參數(shù)的設(shè)定、標(biāo)幺，中斷處理，HMI調(diào)用等，如圖6(a)所示。考慮到永磁同步電機(jī)控制的實(shí)時(shí)性和快速響應(yīng)，把電流、電壓、編碼器的信號(hào)采集，控制算法以及SVPWM波的產(chǎn)生，功率器件保護(hù)等放在定時(shí)中斷程序里，如圖6(b)所示。將通訊、人機(jī)交互、算法單元等編譯成子程序供調(diào)用。
圖6 電機(jī)控制程序流程圖
內(nèi)?？刂栖浖?shí)現(xiàn)例程如下：
Interrupt void MainISR(void)
{
. . .
EvaRegs.EVAIMRA.bit.T1UFINT =0;
ReadAdc(&adcdata);
ChangeAdc(&adcdata);
Clarke.calc(&clarke);
Park.calc(&park);
PID_spd.calc(&pid_spd);
ObserveAng.calc(&ObserveAng);
IMC_idq.calc(&imc_idq);
Ipark.calc(&ipark);
Svgen_dq.calc(&svgen_dq);
PWM.update(&pwm);
. . .
}
5 實(shí)驗(yàn)及結(jié)果分析
實(shí)驗(yàn)平臺(tái)中選用的永磁同步電機(jī)額定轉(zhuǎn)速為180 r/min，額定功率11.7 kW,額定電流24 A,額定轉(zhuǎn)矩670 N·m，磁極數(shù)24極，定子相電阻0.345 Ω，電感14.2 mH,電流環(huán)采樣頻率選取16 kHz，速度環(huán)采樣頻率選取160 Hz，采用內(nèi)模交叉解耦控制和PI控制對(duì)比，每個(gè)采樣周期在TMS320F2812的緩沖區(qū)中記錄速度、電流的指令值和反饋值，利用DLOG4CH四通道軟件記錄模塊，通過XDS510仿真器將記錄數(shù)據(jù)發(fā)送到CCS仿真軟件，利用軟件的Graph功能實(shí)時(shí)記錄、比較指令值和反饋值之間的誤差。通過HMI的SCI串行通信接口將采樣數(shù)據(jù)傳送到PC中，運(yùn)用Matlab進(jìn)行存儲(chǔ)、處理分析、比較顯示。
圖7 IMC控制得到的ω、iq、id和iA
圖8 PI控制得到的ω、iq、id和iA
實(shí)驗(yàn)中，初始角速度給定為20π rad/s,在t=0.08 s時(shí)刻角速度給定由 20π rad/s升為40π rad/s, 在t=0.57 s時(shí)刻角速度給定從40π rad/s降到20π rad/s，每間隔6.25 ms獲取一組PMSTM角速度ω、電流iq、電流id、A相電流iA實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，將實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)繪制成圖7、圖8的時(shí)域曲線，
圖7和圖8分別為IMC交叉解耦控制和傳統(tǒng)PI控制所得到的角速度ω、電流iq、電流id、A相電流iA的時(shí)域曲線圖，兩種控制方式所得到的角速度ω的響應(yīng)時(shí)間基本相同，IMC控制所得到的角速度ω的穩(wěn)態(tài)誤差為PI控制的40%，iq和id電流紋波值為PI控制的50%，對(duì)電流環(huán)實(shí)現(xiàn)更好的補(bǔ)償控制。
通過對(duì)角速度ω分別為10π rad/s、20π rad/s、30π rad/s、40π rad/s、50π rad/s時(shí)，IMC和PI控制方式實(shí)驗(yàn)所得數(shù)據(jù)統(tǒng)計(jì)分析，得出如表1兩種控制方式的主要參數(shù)對(duì)比，可見，在IMC控制方式下的角速度穩(wěn)態(tài)誤差小于PI控制方式下的角速度穩(wěn)態(tài)誤差，而且，隨著角速度越大穩(wěn)態(tài)誤差越小；IMC控制方式下的iq和id電流紋波值小于PI控制方式下的iq和id電流紋波值，而且，隨著角速度越大電流紋波值越小。
表1 IMC和PI控制方式的實(shí)驗(yàn)結(jié)果
6 結(jié)束語
本文針對(duì)電梯永磁同步電機(jī)多變量強(qiáng)耦合系統(tǒng)，受參數(shù)攝動(dòng)和外擾動(dòng)影響問題，利用IMC原理，構(gòu)造電壓和電流的內(nèi)模方程，提出一種基于內(nèi)?？刂圃砗涂臻g矢量算法相結(jié)合的交叉解耦控制方法，系統(tǒng)響應(yīng)快，魯棒性好，在動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)下都能達(dá)到很高的控制精度，控制算法易于用DSP實(shí)現(xiàn)，適用于轉(zhuǎn)子磁場定向的SVPWM矢量控制，經(jīng)過基于TMS320F2812實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的工程實(shí)際驗(yàn)證，各項(xiàng)指標(biāo)滿足電梯永磁同步電機(jī)控制要求。
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IMC of Variable-frequency Speed Control System of Permanent Magnet Synchronous Motors
Li Minghui
(XJ Schindler Elevator Co., Ltd., Xuchang Henan 461000, China)
The permanent magnet synchronous motor is a typical nonlinear multi-variable system with strong coupling. There is coupling with dq shaft current in the synchronous rotating reference frame, and the traditional PI controller cannot realize decoupling. This paper proposes a high-performance permanent magnet synchronous motor decoupling method combining internal mode control (IMC) and space vector algorithm. IMC strategy is used to control an ideal motor model to realize dynamic decoupling of the cross-coupling potential of the stator current to improve dynamic response of the system. In the meantime, this approach shows good robustness toward parameter perturbation and external disturbance in the whole process of current closed loop, and there is no need for additional motor parameter or test hardware. Experimental results verify that this approach is effective and feasible.
permanent magnet synchronous motor; internal model control (IMC); decoupling. steady-state error; observer; space vector pulse width modulation
10.3969/j.issn.1000-3886.2017.04.004
TM341
A
1000-3886(2017)04-0011-04
定稿日期: 2016-11-08
國家質(zhì)檢總局公益性行業(yè)科研專項(xiàng)資助項(xiàng)目(G2013709);河南省博士后研發(fā)基地資助項(xiàng)目 豫人社博管[2015]8號(hào)
李明輝(1970-)，男，河南許昌人，本科，高級(jí)工程師，從事電梯驅(qū)動(dòng)與控制研究。
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