謝 煒，馮全源

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用于反激式變換器的BJT功率管驅(qū)動電路的設計

謝 煒，馮全源

（西南交通大學微電子研究所，四川成都 611756）

為反激式變換器BJT功率管設計了一種驅(qū)動電路。針對電流鏡復制的精確度，設計了運放、MOS管組成的深度負反饋環(huán)路和共源共柵結(jié)構對電路進行鉗位，使電流精確復制到功率管基極；針對BJT管較慢的開關速度，配合數(shù)字控制，縮短功率管狀態(tài)轉(zhuǎn)換所需時間，降低了功率管損耗。在CSMC 18 μm 18 V工藝下，利用Hspice軟件進行仿真，結(jié)果表明，BJT功率管工作在飽和區(qū)，開關轉(zhuǎn)換速度增強，滿足了反激式變換器對BJT功率管開關速度的要求。

反激式變換器；BJT功率管；驅(qū)動電路；數(shù)字控制；飽和區(qū)；開關轉(zhuǎn)換

隨著數(shù)碼電子產(chǎn)品的井噴式發(fā)展和國家對LED照明技術的重視，反激式開關電源市場日趨成熟。數(shù)字控制技術由于其設計可復用性高、對工藝依賴性低、控制策略巧妙，使得被模擬技術占據(jù)的電源管理芯片市場愈來愈走向數(shù)字化。

MOSFET器件自被設計者認知開始，迅速成為現(xiàn)代電力電子技術和電源管理技術的主要半導體開關元件，從而被電源系統(tǒng)研究者廣泛應用和研究。相反，BJT器件由于其固有缺陷，即較慢的d/d、d/d，較大的損耗，被市場慢慢淘汰。但是，BJT價格較MOSFET低，尤其是在大電壓（>700 V)和低功率（<3 W)的應用中；在沒有Y電容、CM濾波器的情況下，較慢的d/d使變壓器漏感的能量能夠相當一部分耗盡在功率BJT關斷時期，成本降低，EMI較小[1]。

針對上述問題，本文設計了一種適用于反激式變換器BJT開關管的驅(qū)動電路，配合數(shù)字控制算法，根據(jù)負載變化實時調(diào)整基極電流，在一定程度上，確保BJT保持在最佳狀態(tài)。

1 實驗

1.1 功率BJT管開關特性

在設計BJT開關管驅(qū)動電路時，必須考慮開關特性和功耗問題。BJT開關電路如圖1所示。in為基極輸入電壓，CC為外圍輸入電壓。當in為低電位時，BE<0，BC<0，發(fā)射結(jié)和集電結(jié)都是反偏[2]，集電極電流為：

C≈ 0 （1）

當in為高電位時，BE>0，發(fā)射結(jié)處于正偏，但BJT處于飽和區(qū)或者放大區(qū)取決于BC的大小。

式中：BE為基極到發(fā)射極電壓；BC為基極到集電極電壓；為共發(fā)射極直流放大系數(shù)。

（3）

當基極驅(qū)動電流B較小時，會使

BC<0，集電極反偏，BJT進入放大區(qū)，這時候損耗較大，并不是理想的開關狀態(tài)。當B繼續(xù)增大使BC>0，BJT進入飽和區(qū)，這時的CE值較小，C達到最大值，其值僅跟L、C和CC有關，功耗最小，抗干擾增強。很接近理想的開關狀態(tài)[3]。

圖1 BJT管開關電路

Fig.1 BJT tube switching circuit

但是，當B增大到超過臨界飽和狀態(tài)時，C幾乎不會再變化，同時BJT進入深度飽和狀態(tài)，造成基極和集電極存儲電荷過大，使得BJT管退出開啟狀態(tài)時間過長，影響開關速度。BJT基極相當于一個儲能較大的電容，較小的B又會使開關延遲時間較長。所以B的取值很重要。

以NPN管為例，BJT的功耗分割為兩個部分[4]：

集電結(jié)功耗：

發(fā)射結(jié)功耗：

（6）

總功耗：

式中：CB為集電極到基極電壓；BE為基極到發(fā)射極電壓。根據(jù)式（7），集電極電流C的大小只取決于外圍電路和PWM的大小，為了減小功耗，可以通過減小基極電流B來達到。所以，根據(jù)負載變化實時調(diào)整基極驅(qū)動電流B，用數(shù)字算法調(diào)控一個導通周期的驅(qū)動電流，使功率BJT處于最佳狀態(tài)。

1.2 驅(qū)動電路原理圖

圖2所示為本文設計的BJT功率管驅(qū)動電路的原理圖。圖中，CC為驅(qū)動電路的供電電壓，電流源S為可調(diào)電流鏡組的輸出電流，in為外圍電路的輸入電壓。電感L、功率BJT管Q1、電阻R4都為外圍電路元器件。

圖2 驅(qū)動電路原理圖

在開啟導通階段，數(shù)字算法控制輸出的可調(diào)電流S通過M1管，被鏡像給M5管。圖中，運算放大器A、M2管、M4管形成一個負反饋環(huán)路，A工作于深度負反饋，利用其輸入端“虛短”特性，對M1管和M5管的漏端進行鉗制，即M1管、M5管DS相等，很大程度上降低了溝道長度調(diào)制效應。電流S可以精確地復制給下一級，流過M5管的電流可以簡化為：

式中：分別為晶體管的寬和長。下一級通過M2、M3、M4、M6管組成的共源共柵電流鏡組，電流被準確地復制給功率BJT管Q1的基極。M7管在Q1導通時，處于截止區(qū)。流過M3管的電流全部流向R3和Q1的基極。

在關斷階段，數(shù)字控制會迅速將電流鏡組產(chǎn)生的S置為0；同時通過M8管將M2管的柵極電壓拉高；并且通過簡單控制徹底停止運放A工作；同時將M7管導通，反向抽取Q1基極存儲的電荷，加速進入關閉狀態(tài)。電阻R3同樣會幫助基極電容放電。在芯片未上電時，電阻R3會泄放存儲在Q1基極的電荷，避免Q1管誤導通。

1.3 數(shù)字控制驅(qū)動

圖3為數(shù)字控制電流鏡組，DD為輸入電壓，b1，b2為電流鏡主控管偏置。12345為數(shù)字控制模塊提供的控制電壓。圖3中，有五組電流支路。當1為低電平時，第一條支路產(chǎn)生1的電流；當2導通時，產(chǎn)生2的電流，同理有345。

在導通階段，數(shù)字控制在PWM波由0變1的前3個周期時，立刻將輸出1、2、3、4、5全部置為0，控制電流鏡全部打開，S為最大電流，對Q1基極進行充電，實現(xiàn)快速飽和導通的功能；第4個周期開始，數(shù)字控制會根據(jù)負載的變化計算出所需要的基極電流，控制電流鏡輸出；在PWM波從1變0的倒數(shù)5個周期，數(shù)字控制電流鏡輸出最小飽和驅(qū)動電流，減少關斷BJT管所需時間；PWM波為0時，數(shù)字控制輸出1=2=3=4=5=1，S=0。

2 結(jié)果與討論

采用CSMC 18 μm 18 V工藝，利用Hspice仿真工藝對驅(qū)動電路進行仿真驗證。參照圖2，運放A和M2、M4管負反饋環(huán)路交流仿真結(jié)果如圖4所示。

圖4 交流仿真結(jié)果

當外圍電路負載為重載時，環(huán)路的增益為76 dB，相位裕度約為52.6°；輕載時，環(huán)路增益為83 dB，相位裕度約為40°。

圖5中，PWM波為輸入電壓，BJT_b為功率管基極，(BJT)為流過功率管電流。重載時，即占空比為14%，導通延遲為275.1 ns，關斷延遲為332.3 ns；輕載時，即占空比為4.4%，導通延遲為354.4 ns，關斷延遲為301.3 ns。

圖5 驅(qū)動電路仿真結(jié)果

3 結(jié)論

設計了一種用于反激式變換器BJT功率管驅(qū)動電路，配合數(shù)字控制，在10 MHz的時鐘信號下，能夠有效降低BJT管導通和關斷的延遲時間。增加時鐘信號頻率，能夠使延遲時間進一步降低。

[1] LI Y. Why consider a power BJT rather than a MOSFET? [J]. EE Times, 2010(1591): 48-48.

[2] 于敏, 李閩. 三極管開關特性探討 [J]. 硅谷, 2012(1): 24-24.

[3] 梁佳駿. 反激式開關電源功率三極管自適應驅(qū)動電路設計 [D]. 南京: 東南大學, 2015.

[4] 周宦銀, 劉家華, 李莉. 晶體三極管功耗的研究 [J]. 現(xiàn)代電子技術, 2007, 30(12): 38-40.

[5] 李云鵬, 范國亮, 張國俊. 一種NPN型功率管驅(qū)動電路的設計 [J]. 微電子學, 2016(4): 352-355.

[6] 張英, 王耀洲, 陳乃銘. SiC BJT的單電源基極驅(qū)動電路研究 [J]. 電子器件, 2016, 39: 26-31.

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（編輯：陳渝生）

Design of a driving circuit with power BJT used in flyback converter

XIE Wei, FENG Quanyuan

(Institute of Microelectronics, Southwest Jiaotong University, Chengdu 611756,China)

A driving circuit with power BJT used in flyback converter was designed. In view of the accuracy of copying with the current mirror, a deep negative feedback loop and cascode structure composed of op-amp and MOS were designed to clamp the circuit, making the current copy to the base of power tuber precisely. In view of slow switching speed of BJT, a digital control algorithm was designed to shorten the time required for power transistor state transition, and to reduce loss. In the CSMC 18 μm 18 V process, the circuit was simulated by using Hspice software. The simulation results show that power BJT is driven into saturation region and the switching speed increases, which the demands meet of flyback converter for switching speed.

flyback converter; power BJT; driving circuit; digital control; saturation region; switch conversion

10.14106/j.cnki.1001-2028.2017.06.019

TN432

A

1001-2028（2017）06-0095-03

2017-03-09

馮全源

國家自然科學基金重點項目資助（No. 61531016）；四川省科技支撐計劃重點項目資助（No. 2016GZ0059; No. 2017GZ0110）

馮全源（1963－），男，江西景德鎮(zhèn)人，教授，研究方向為數(shù)字、模擬及射頻集成電路設計，E-mail: fengquanyuan@163.com；謝煒（1991－），男，山西運城人，研究生，研究方向為模擬集成電路設計，E-mail: xdm2138@163.com 。

網(wǎng)絡出版時間：2017-06-07 13:45

http://kns.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20170607.1345.019.html