郭 瑞，海 航，王 磊，王秋實(shí)，楊玉崗

（1.遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島125105；2.浙江艾羅電源有限公司，杭州310000）

一種新穎采用磁集成技術(shù)大功率組合式高增益Boost變流器研究

郭 瑞1，海 航1，王 磊2，王秋實(shí)1，楊玉崗1

（1.遼寧工程技術(shù)大學(xué)電氣與控制工程學(xué)院，葫蘆島125105；2.浙江艾羅電源有限公司，杭州310000）

為滿足規(guī)模化儲(chǔ)能系統(tǒng)及直流母線型分布式發(fā)電系統(tǒng)對(duì)大功率、高增益、高效率和高功率密度直流升壓變換器的要求，提出了一種適用于大功率應(yīng)用場合的組合式雙輸入高增益磁集成Boost變流器，并研究了該拓?fù)浣M合復(fù)用和控制策略。首先詳細(xì)介紹了所提出的新型變流器的電路結(jié)構(gòu)、工作模態(tài)和電氣性能，推演出變流器電壓增益、開關(guān)管應(yīng)力及電感電流紋波特性，并分別討論了組合拓?fù)涞慕徊婵刂坪突パa(bǔ)控制策略，通過與傳統(tǒng)雙輸入Boost變流器的電壓增益對(duì)比，該拓?fù)湓趦煞N控制模式下均具備更大電壓增益和更小的電流紋波；其次推導(dǎo)了靜態(tài)等效電感和暫態(tài)等效電感，以及耦合電感下穩(wěn)態(tài)電流紋波和暫態(tài)電流響應(yīng)速度的關(guān)系，給出耦合電感設(shè)計(jì)準(zhǔn)則；最后制作實(shí)驗(yàn)樣機(jī)進(jìn)行測試，結(jié)果證明了理論分析的正確性。新拓?fù)漭^之傳統(tǒng)高增益大功率升壓變流器具備高增益、高功率密度、低應(yīng)力和低紋波的優(yōu)勢，具備極大的研究價(jià)值和實(shí)用潛力。

大功率系統(tǒng)，高增益；磁集成開關(guān)電感；組合升壓變流器；交叉控制

Abstract：In this paper,a dual input and high gain magneto integrated Boost converter for high-power applications is proposed,and the topology combination multiplexing and control strategy are studied.Firstly,introduced the circuit of the proposed converter,working mode and electrical performance,deduces the converter voltage gain,the switch stress and the inductor current ripple characteristics are introduced,and the cross combination of control topology and complementary control strategy are discussed.Through the Comparison with the traditional voltage gain double input Boost converter,the topology have a greater current ripple voltage gain and smaller in the two kinds of control modes. Secondly,the static equivalent inductance and transient inductance derivation,and the relationship between the response speed of the coupled inductor under steady ripple current and transient current,given coupled inductor design criteria; finally,prototype test results prove the correctness of theoretical analysis.

Keywords:High power system;high gain;magnetic integrated switch inductor;combined boost converter;cross control

以光伏發(fā)電和風(fēng)力發(fā)電為代表的新能源發(fā)電系統(tǒng)普遍存在風(fēng)能和光伏能源的不受控性和時(shí)間上的隨機(jī)特性，往往會(huì)造成電網(wǎng)兩端功率不平衡，進(jìn)而影響電能質(zhì)量和整個(gè)發(fā)電系統(tǒng)的穩(wěn)定性[1-2]。因此很多學(xué)者研究基于直流母線的風(fēng)光儲(chǔ)互補(bǔ)系統(tǒng)解決上述難題。隨著規(guī)模化儲(chǔ)能系統(tǒng)的商用，風(fēng)光儲(chǔ)分布式發(fā)電系統(tǒng)的直流母線電壓等級(jí)和功率容量越來越高，厄待需要高增益、高效率和高功率密度的多輸入大功率直流升壓變換器[3]。

根據(jù)高增益要求，首先研究采用變壓器隔離型大功率直流變流器系統(tǒng)，及組合式高增益隔離型大功率直流變流器，取得了較多的研究成果[4-7]，這些拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡易，各路輸入源分別向系統(tǒng)供電時(shí)，滿足系統(tǒng)大功率要求，但仍存在較多缺點(diǎn)，如拓?fù)涠嘈枰?lián)阻斷二極管、增加系統(tǒng)損耗、輸入系統(tǒng)和輸出系統(tǒng)之間電壓匹配力弱、實(shí)用性較差、采用高頻變壓器設(shè)計(jì)、變流器普遍功率密度值和效率不高?；诖?，本文在研究現(xiàn)有的大功率系統(tǒng)多輸入直流升壓變流器的基礎(chǔ)上，提出一種新穎的具備高增益、高效率、高功率密度優(yōu)勢，可滿足大功率應(yīng)用要求的非隔離型組合式升壓變流器拓?fù)洌撔滦屯負(fù)洳捎脙蓚€(gè)對(duì)稱且相等的升壓單元模塊組合而成，并采用開關(guān)電感替代傳統(tǒng)升壓電感以提高其電壓增益、采用磁集成技術(shù)以改善功率密度值和電路外特性；本文詳細(xì)介紹了所提出的新型變流器的電路結(jié)構(gòu)，工作模態(tài)和電氣性能，推演出變流器電壓增益、開關(guān)管應(yīng)力及電感電流紋波特性；分別討論了基于組合拓?fù)涞慕徊婵刂坪突パa(bǔ)控制策略，通過與傳統(tǒng)雙輸入Boost變流器的電壓增益對(duì)比，該拓?fù)湓趦煞N控制模式下均具備更大電壓增益和更小的電流紋波；推導(dǎo)了等效電感、靜態(tài)等效電感和暫態(tài)等效電感，給出采用耦合電感下穩(wěn)態(tài)電流紋波以及暫態(tài)電流響應(yīng)速度的關(guān)系，及耦合電感設(shè)計(jì)準(zhǔn)則；最后制作實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試，結(jié)果證明了理論分析的正確性。

1 雙輸入高增益磁集成Boost變流器研究

1.1 變流器拓?fù)湓砑肮ぷ髂B(tài)

變結(jié)構(gòu)雙輸入高增益Boost變流器拓?fù)淙鐖D1所示。該變流器輸入電源為兩路V1和V2輸入，用3個(gè)開關(guān)Q1、Q2和Q3的不同組合進(jìn)行單輸入和雙輸入工作模式的切換，既能實(shí)現(xiàn)多種可再生能源的聯(lián)合供電，又能實(shí)現(xiàn)電壓等級(jí)較低的太陽能、風(fēng)能等單獨(dú)供電時(shí)的高增益。在可再生能源多能聯(lián)合供電系統(tǒng)中，Q1、Q2閉合，Q3斷開，電路通過升壓單元將輸入源電壓調(diào)制至較高電壓等級(jí)，滿足后級(jí)直流母線電壓的要求；如果輸入源V1無法正常供電時(shí)，可以閉合Q2、Q3，斷開Q1，利用同一套電路元件，改變電路的結(jié)構(gòu)，使該電路變換成一個(gè)單輸入變流器，使變流器正常工作，而且也可以獲得高電壓增益。同理，如果輸入源V2無法正常供電時(shí)，可以閉合Q1、Q3，斷開Q2，不影響變流器正常工作，同樣能實(shí)現(xiàn)高升壓比，滿足風(fēng)光互補(bǔ)發(fā)電時(shí)高增益的要求。

圖1 變結(jié)構(gòu)雙輸入高增益Boost變流器Fig.1 Double input high gain the Boost converter

該拓?fù)涞闹鞴β孰姼胁捎么偶砷_關(guān)電感單元模塊，每一路的開關(guān)電感由2個(gè)正向耦合的電感L1、L2（L3、L4）和 3個(gè)二極管 D1、D2、D3（D5、D6、D7）構(gòu)成，正向耦合電感之間的互感為M1,兩組正向耦合的開關(guān)電感模塊再次反向耦合，其互感為M2[8]。4個(gè)電感的電感相等，即L1=L2=L3=L4=L,電容C0和C1的值足夠大，開關(guān)管S1和S2使用交錯(cuò)開關(guān)的控制模式，占空比相等且大于等于0.5，所有器件都在理想狀態(tài)下。

該變結(jié)構(gòu)雙輸入高增益拓?fù)涔?種工作模式：

模式1：當(dāng)開關(guān) Q1、Q2閉合，Q3斷開時(shí)，V1、V2同時(shí)為輸入源。

模式2：當(dāng)開關(guān)Q1、Q3閉合，Q2斷開時(shí)，只有V1為輸入源。

模式3：當(dāng)開關(guān)Q2、Q3閉合，Q1斷開時(shí)，開關(guān)只有V2為輸入源。

模式4：當(dāng)Q1、Q2、Q3都斷開時(shí)，沒有輸入源。

變流器運(yùn)行于工作模式1時(shí)，其等效電路如圖2所示，主要工作波形如圖3所示。變流器一個(gè)開關(guān)周期4個(gè)模態(tài)的等效電路如圖4所示，4種模態(tài)下開關(guān)管的開關(guān)邏輯時(shí)序特征[9-10]如表1所示。

圖2 雙輸入狀態(tài)下高增益Boost變換器等效電路Fig.2 High gain Boost converter equivalent in double input mode

圖3 變流器的主要工作波形Fig.3 Key work waveforms of the converter

圖4 不同開關(guān)模態(tài)的等效電路Fig.4 Equivalent circuits of different switching modes

表1 4種工作模態(tài)的開關(guān)邏輯時(shí)序特征Fig.1 Four types of switch logic sequence characteristics of work-modal

結(jié)合各個(gè)模態(tài)的等效電路和工作波形，分析其電路方式如下。模態(tài)1電路表達(dá)式為

式中，V1、V2為輸入源電壓，iLj（j=1、2、3、4）為電感電流。

模態(tài)2電路表達(dá)式為

式中，VC1為電容器C1兩端電壓。

模態(tài)3與模態(tài)1工作狀態(tài)相同。

模態(tài)4電路表達(dá)式為

式中，V0為負(fù)載輸出電壓。

當(dāng)僅有V1或僅有V2為輸入源時(shí)，其等效拓?fù)湎嗤?，且變流器的主要工作波形均與圖3一致，一個(gè)開關(guān)周期的4個(gè)工作模態(tài)的開關(guān)邏輯時(shí)序特征與表1相同，故省略分析。

1.2 變流器的性能分析

考慮到變流器單輸入供電模式的電路分析方法、開關(guān)波形及電氣特性等均與雙輸入模式相同，故下文均以雙輸入模式為例進(jìn)行分析。

1.2.1 穩(wěn)態(tài)電壓增益

由圖4可以看出，在模態(tài)1、模態(tài)2和模態(tài)3中，開關(guān)管S1處于開通狀態(tài)，電感L1、L2一直并聯(lián)充電，流過電感L1、L2的電流不斷升高，且持續(xù)時(shí)間為DT，可得其在電流持續(xù)升高的時(shí)間內(nèi)電流增加量為

式中，D為占空比，DT表示開關(guān)導(dǎo)通持續(xù)時(shí)間。

在模態(tài)4的時(shí)候，開關(guān)管S1處于關(guān)斷狀態(tài)，電感L1、L2一直串聯(lián)放電，流過電感L1、L2的電流不斷降低直到模態(tài)1初始時(shí)刻的狀態(tài)，且持續(xù)的時(shí)間為（1-D）T，可得其在電流持續(xù)降低的時(shí)間內(nèi)電流的減少量為

式中，T為一個(gè)開關(guān)周期時(shí)間。

同理可以得到流過電感L3、L4電流在電流持續(xù)升高的時(shí)間內(nèi)電流增加量為

在電流持續(xù)降低的時(shí)間內(nèi)電流的減少量為

由式（6）和式（7）可以得到

由式（8）和式（9）可得輸出電壓與輸入源V1、V2的關(guān)系為

如果輸入電壓V1=V2，則由式（10）可得電壓增益M的表達(dá)式為

由此本文提出的新拓?fù)涞碾妷涸鲆嬗休^大提高。如果輸入電壓V1=V2，在單輸入狀態(tài)下增益為傳統(tǒng)雙輸入升壓變流器的2（1+D）倍，雙輸入狀態(tài)下增益為傳統(tǒng)雙輸入升壓變流器的1+D倍[11]。

1.2.2 電流紋波分析

圖2中，設(shè)Va、Vb、Vc、Vd分別是電感L1、L2、L3、L4上的電壓，則繞組的電壓方程式為

Leq1為工作模態(tài)1下等效電感，表示為

同理，得到其余工作模態(tài)的等效電感分別為

電感L1在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)的4個(gè)工作模態(tài)下的等效電感Leq1~Leq4和電流波形如圖5所示。一個(gè)工作周期內(nèi)，流過電感L1的電流增量之和為

式中，fs為主開關(guān)管的工作頻率。

據(jù)圖5和式（14）~式（16）求得耦合和非耦合情況下，電感L1的穩(wěn)態(tài)電流紋波分別為

圖5 雙輸入高增益Boost變流器的等效電感及穩(wěn)態(tài)電流Fig.5 Double input high gain Boost transformer equivalent inductance and steady state current

式中，Ldis為電感非耦合情況下對(duì)應(yīng)的穩(wěn)態(tài)電感。

進(jìn)一步對(duì)比分析式（19）和式（20），可得到本文所提出Boost變流器的靜態(tài)等效電感Lss=Leq4，即

1.2.3 動(dòng)態(tài)響應(yīng)特性分析

當(dāng)變流器負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，為了使輸出電壓的波動(dòng)范圍保持在一定的要求下，可以通過增大占空比來達(dá)到實(shí)際應(yīng)用要求[12]。當(dāng)占空比增加ΔD時(shí)，變流器采用耦合和非耦合電感下，流過電感L1的電流變化分別如圖6和圖7所示。由圖6和圖7，結(jié)合式（13）~式（20），求得流過耦合電感和非耦合電感L1的電流暫態(tài)增量Δi1和Δi'1分別為

圖6 雙輸入狀態(tài)下具有耦合電感變流器的等效電感及暫態(tài)電流Fig.6 Equivalent inductance and transient current of a coupled inductor converter in a two input state

比較上述式（22）和式（23）可以得到本文提出的變流器的暫態(tài)等效電感Ltr=Leq1，即

通過對(duì)比式（22）與式（23）兩個(gè)表達(dá)式可知，采用耦合電感的設(shè)計(jì)，可以通過調(diào)節(jié)正向耦合系數(shù)k1和反向耦合系數(shù)k2，控制靜態(tài)等效電感Leq4和暫態(tài)等效電感Leq1，進(jìn)而改善電流紋波，并提高暫態(tài)電流響應(yīng)速度，同時(shí)磁集成的設(shè)計(jì)大幅提高變流器的功率密度值[13]。

圖7 雙輸入狀態(tài)下獨(dú)立電感變流器的暫態(tài)電流Fig.7 Transient current in a dual input state with anindependent inductor converter

1.3 電感的耦合度設(shè)計(jì)準(zhǔn)則

由上文分析及式（19）～式（24）可得

在電感耦合狀態(tài)下，用靜態(tài)等效電感Lss與非耦合電感L的比值，即式（25）表示穩(wěn)態(tài)電流紋波特性；用暫態(tài)等效電感Ltr與非耦合電感L的比值，即式（26）表示暫態(tài)電流響應(yīng)特性。分析可知，開關(guān)電感正向耦合度k1應(yīng)越大越好，故下文取耦合系數(shù)k1=1，根據(jù)式（25）和式（26），繪制等效電感與非耦合電感比值Leq/L與k2、D之間的歸一化關(guān)系曲線，如圖8所示，圖中縱坐標(biāo)Leq/L表示歸一化后的穩(wěn)態(tài)和暫態(tài)性能參數(shù)，圖中從上到下的4條曲線1~4分別為D等于0.5、0.7、0.8、0.9時(shí)，靜態(tài)等效電感Lss的比值曲線，表示穩(wěn)態(tài)性能，Ltr為暫態(tài)性能曲線。

根據(jù)變流器穩(wěn)態(tài)電流紋波越小越好，而暫態(tài)電流響應(yīng)參數(shù)則越大越好的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則，分析圖8可得，耦合電感的最佳設(shè)計(jì)區(qū)間為[-0.6，0]。

1.4 耦合電感設(shè)計(jì)

本文使用的“EE”形耦合電感器，結(jié)構(gòu)如圖 9所示。耦合電感器的鐵心體由2個(gè)“E”字形鐵心（鐵心1、鐵心2）構(gòu)成，將4個(gè)電感繞組L1、L2、L3、L4按照?qǐng)D9中的位置纏繞在磁芯上，通過改變流經(jīng)電感繞組L1、L2、L3、L4的電流方向來實(shí)現(xiàn) L1與L2、L3與L4的正向耦合和L1、L2與L3、L4的反向耦合?！癊”字行鐵心1的3個(gè)橫軛1-1與“E”字行鐵心2的3個(gè)橫軛2-1的接觸處有3個(gè)氣隙3，通過改變橫軛的長度、寬度或者氣隙的長度可以調(diào)整“EE”形耦合電感器的耦合系數(shù)，以滿足正向互感量和反向互感量的要求[14]。

圖8 等效電感比值Leq/L與k2、D之間的歸一化關(guān)系曲線Fig.8 Normalized inductance relationship among Leq/L、k2and D

圖9 “EE”形耦合電感器Fig.9“EE”form coupled inductors

2 組合式雙輸入高增益磁集成Boost變流器

為進(jìn)一步提高變換器增益，及滿足大功率場合的需求，提出組合式雙輸入高增益Boost變流器，如圖10所示。主電路由2個(gè)雙輸入高增益Boost變流器模塊構(gòu)成的，而且在輸入源V1、V2兩端加入由開關(guān)Q1～Q6組成的變結(jié)構(gòu)開關(guān)組。Cd1、Cd2（Cd3、Cd4）為輸入源V1（V2）的分壓電容，且Cd1=Cd2=Cd3=Cd4，電容電壓分別為VCd1、VCd2、VCd3、VCd4。電感L1、L2（L3、L4，L5、L6，L7、L8）正向耦合，每個(gè)模塊中的開關(guān)電感互相反向耦合，2個(gè)模塊中的開關(guān)電感互相不存在耦合[15]。

圖10 組合式雙輸入高增益Boost變流器Fig.10 Combined-type dual-input high-gain Boost converter

考慮到該拓?fù)涫怯?個(gè)完全相同的雙輸入拓?fù)浣M合而成，其等效拓?fù)?、主要工作波形和分析方法均與雙輸入供電模式無異，故此，僅針對(duì)開關(guān)Q1、Q2、Q4、Q5閉合，Q3、Q6斷開時(shí)，V1、V2同時(shí)為輸入源的模式進(jìn)行分析研究。

組合式雙輸入高增益Boost變流器在雙輸入狀態(tài)的等效電路如圖11所示。

圖11 雙輸入狀態(tài)下變流器等效電路Fig.11 Composite double-input high gain Boost transducer working state equivalent circuit

2.1 互補(bǔ)控制下電壓增益及電壓應(yīng)力

本文把S1、S3看作一組同步開關(guān)，使用統(tǒng)一驅(qū)動(dòng)信號(hào)1；S2、S4為另一組同步開關(guān)，由驅(qū)動(dòng)信號(hào)2驅(qū)動(dòng)，驅(qū)動(dòng)信號(hào)1與驅(qū)動(dòng)信號(hào)2互補(bǔ)。假設(shè)電感電流連續(xù)。采用互補(bǔ)控制時(shí)，當(dāng)V1、V2同時(shí)為輸入源，在一個(gè)開關(guān)周期中共有2個(gè)工作模態(tài)，各模態(tài)的等效工作電路如圖12所示，變流器的工作波形如圖13。

圖12 雙輸入采用互補(bǔ)控制方式各模態(tài)的等效電路Fig.12 Double input adopts the equivalent circuit of each mode of the complementary control mode

圖13 變流器的主要工作波形Fig.13 Key work waveforms of the converter

模態(tài)1如圖12（a）所示。開關(guān)管S1、S3導(dǎo)通，S2、S4關(guān)斷；二極管 D2、D4、D5、D7、D10、D12、D13、D15開通；D1、D3、D6、D8、D9、D11、D14、D16截止。 此時(shí) Cd1、L1、D3（L2、D1）、S1構(gòu)成回路；Cd2、L5、D11（L6、D9）、S3構(gòu)成回路；Cd3、L3、D6、L4、D8、C1、S1構(gòu)成回路；Cd4、L7、D14、L8、D16、C4、S3構(gòu)成回路；C0和C3串聯(lián)放電。

模態(tài)2如圖12（b）所示。開關(guān)管S2、S4導(dǎo)通，S1、S3關(guān)斷；二極管 D2、D4、D5、D7、D10、D12、D13、D15導(dǎo)通；D1、D3、D6、D8、D9、D11、D14、D16截止。此時(shí) Cd1、L1、D2、L2、C1、D4、C0構(gòu)成回路，對(duì)C0進(jìn)行充電；Cd2、L5、D10、L6、C3、D12、C4構(gòu)成回路， 對(duì)C3充電；Cd3、L3、D7（L4、D5）、S2構(gòu)成回路；Cd4、L8、D13（L7、D15）、S4構(gòu)成回路。

因2個(gè)升壓模塊電路對(duì)稱，各器件上的對(duì)應(yīng)電壓和電流一樣。以模塊1為例進(jìn)行分析。

模態(tài)1電路表達(dá)式為

模態(tài)2電路表達(dá)式為

由圖12（a）得到模態(tài)1電流持續(xù)升高的時(shí)間內(nèi)電流增加量為

由模態(tài)2得其在電流持續(xù)降低的時(shí)間內(nèi)電流的減少量為

同理求得電感L3、L4的電流方程式為

綜上，可得電壓增益M的表達(dá)式為

表2給出在互補(bǔ)控制下新型組合式變流器與傳統(tǒng)雙輸入Boost變流器的電壓增益對(duì)比。

表2 互補(bǔ)控制下變流器與傳統(tǒng)變流器對(duì)比Tab.2 The comparison of this converter with traditional converter under complementary control

在模態(tài)1中，開關(guān)管S2處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，二極管D8導(dǎo)通，D4截止。故得開關(guān)管S2和二極管D4的電壓應(yīng)力為

在模態(tài)2中，開關(guān)管S1處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，二極管D4導(dǎo)通，D8截止。可以得到開關(guān)管S1和二極管D8的電壓應(yīng)力為

2.2 交錯(cuò)控制下電壓增益及電壓應(yīng)力

將S1、S3看作一組同步開關(guān)，使用同一驅(qū)動(dòng)信號(hào)1；S2、S4為另一組同步開關(guān)，由驅(qū)動(dòng)信號(hào)2控制，兩路驅(qū)動(dòng)信號(hào)相差180°相角，且開關(guān)管S1、S2、S3、S4占空比相等，這樣一定程度弱化了傳統(tǒng)交叉并聯(lián)Boost變流器對(duì)占空比失配非常敏感的問題[16]。

考慮到采用交錯(cuò)控制時(shí)，組合式變流器的模態(tài)分析方法、電壓增益和應(yīng)力推導(dǎo)過程均與互補(bǔ)控制時(shí)完全一致，此處不再展開推導(dǎo)和贅述，直接給出本文新型組合式變流器在交錯(cuò)控制下，其電壓增益與傳統(tǒng)雙輸入Boost變流器的對(duì)比結(jié)果，如表3所示。

表3 交錯(cuò)控制下變流器與傳統(tǒng)變流器對(duì)比Tab.3 The comparison of this converter with traditional converter under interleaving control

同理，得到開關(guān)管S2和二極管D4的電壓應(yīng)力為

綜上，可得到交錯(cuò)控制下該新型Boost變流器與傳統(tǒng)變流器的性能對(duì)比，如表4所示，開關(guān)管電壓應(yīng)力是輸出電壓的1／4，二極管的電壓應(yīng)力也較傳統(tǒng)交錯(cuò)并聯(lián)直流升壓變流器得到了明顯改善，即同樣的功率器件可以實(shí)現(xiàn)更大功率的輸出。

表4 樣機(jī)SiC MOSFET主要參數(shù)Tab.4 Main parameter of SiC MOSFET for prototvpe

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于數(shù)控芯片DSP28335為核心，設(shè)計(jì)制作了一臺(tái)40 kW大功率實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，樣機(jī)采用科瑞公司800 V、50 A的SIC MOSFET，型號(hào)為SKM800GAL1 16F，為滿足變流器大電流需求，采用3個(gè)MOSFET并聯(lián)，MOSFET的具體參數(shù)及驅(qū)動(dòng)電路參數(shù)如表4所示。樣機(jī)參數(shù)設(shè)置為：輸入電壓Vin=100 V，開關(guān)頻率fs=20 kHz，非磁集成下開關(guān)電感L1~L8=0.155 mH，輸出電壓Vo=620 V，占空比D=0.4；樣機(jī)每通道承擔(dān)功率為10 kW，最大電感電流為100 A。

由上文理論分析可知，本文研究的大功率高增益變流器在交叉控制下具有最低電壓應(yīng)力和電感電流紋波，且電壓增益優(yōu)勢保持不變，而且該控制模式原則上可覆蓋互補(bǔ)模式，并有效解決拓?fù)溥\(yùn)行小占空比時(shí)不均流的問題，因篇幅有限，下文僅針對(duì)拓?fù)潆p輸入模式下的交叉控制進(jìn)行實(shí)驗(yàn)分析。又由于2個(gè)升壓模塊電路對(duì)稱工作，各器件對(duì)應(yīng)的電壓和電流一樣，所以本文只對(duì)模塊1進(jìn)行實(shí)驗(yàn)測試。圖14給出了交叉控制模式下主要的工作波形，包括受兩組交錯(cuò)信號(hào)控制的開關(guān)管S1和S2的驅(qū)動(dòng)、開關(guān)管電壓、開關(guān)電感二極管電壓、開關(guān)電感電流和濾波電容電壓等。分析可知，實(shí)驗(yàn)結(jié)果和理論分析一致，開關(guān)電感技術(shù)和開關(guān)電容的采用，極大地提高了變換器的電壓增益，降低了開關(guān)應(yīng)力，同時(shí)，交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)的引入和組合式的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)易于擴(kuò)容和控制，更宜適用于大功率直流系統(tǒng)。

驗(yàn)證本文所述變換器采用上文設(shè)計(jì)的“EE”型耦合電感器時(shí)，所具備的相電感電流的穩(wěn)態(tài)及暫態(tài)優(yōu)勢。表5所示為電感器開路實(shí)測數(shù)據(jù)。采用耦合電感與獨(dú)立電感2種情況、占空比D=0.25時(shí)測得變換器穩(wěn)態(tài)相電流波形，如圖15所示，變換器在分立電感和耦合電感下紋波電流分別為8.15 A和3.05 A，與理論值8.06 A和3.172 A大體一致。考慮系統(tǒng)及測量誤差，可證明理論分析的正確性及實(shí)際可行性。

同理，令耦合電感的等效電感Leq2=Ltr=152 mH，其近似等于分立電感的電感，當(dāng)ΔD=0.05時(shí)測得采用磁耦合電感的開關(guān)電感，其暫態(tài)輸出波形如圖16所示，結(jié)果顯示Δi=1.51A，Δi'=0.31A，與理論分析幾乎一致，誤差小于5%，可驗(yàn)證理論的正確性，即變換器在上述耦合電感的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則下，可改善相電感電流紋波，兼顧提高暫態(tài)響應(yīng)速度。

圖14 變換器模塊1實(shí)驗(yàn)波形Fig.14 Experimental waveforms of the converter model 1

表5 耦合電感實(shí)測數(shù)據(jù)Tab.5 Experimental data of the coupling inductors

圖15 采用磁耦合和分立開關(guān)電感的電流紋波脈動(dòng)Fig.15 Current ripple waveforms using coupled inductors and discrete inductors respectively

圖16 ΔD=0.05時(shí)電感器的暫態(tài)輸出電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.16 Experimental results'comparison of transient output currents

圖17 變換器負(fù)載變化時(shí)輸出電壓響應(yīng)Fig.17 Response of the output voltage when the load of the converter varies

負(fù)載突變的電壓、電流暫態(tài)響應(yīng)分別如圖17、圖18所示。由圖可知，當(dāng)負(fù)載發(fā)生突變時(shí)，采用磁耦合開關(guān)電感變換器電壓、電流響應(yīng)良好，可以滿足變換器穩(wěn)定工作。

圖18 變換器負(fù)載變化時(shí)輸出電流響應(yīng)Fig.18 Response of the output current when the load of the converter varies

4 結(jié)論

（1）本文提出的雙輸入高增益Boost變換器，具備變結(jié)構(gòu)多開關(guān)組合拓?fù)?，即利用同一套電路元件，通過開關(guān)的不同組合形式，實(shí)現(xiàn)變換器單輸入狀態(tài)和雙輸入狀態(tài)的切換，以滿足分布式多能互補(bǔ)發(fā)電系統(tǒng)的要求，且2種輸入狀態(tài)均能實(shí)現(xiàn)高電壓增益。

（2）采用磁集成開關(guān)電感單元代替了傳統(tǒng)雙輸入Boost變換器的儲(chǔ)能電感，達(dá)到了高增益和高功率密度的設(shè)計(jì)要求，且可以靈活采用交叉控制和互補(bǔ)控制。

（3）采用交錯(cuò)并聯(lián)技術(shù)和組合結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)進(jìn)一步擴(kuò)充了系統(tǒng)容量，滿足大功率要求，且進(jìn)一步改善了電感電流紋波。

（4）得益于中間儲(chǔ)能電容的加入，大大降低了變換器開關(guān)電壓應(yīng)力及二極管電壓應(yīng)力，同時(shí)改善了輸出紋波電壓。

（5）拓?fù)涞慕M合結(jié)構(gòu)具備靈活性和模塊化特點(diǎn)，可根據(jù)大功率系統(tǒng)要求進(jìn)一步擴(kuò)展，控制策略簡單實(shí)用，穩(wěn)定性高。

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Research on A Novel High Power Combined High Gain Boost Converter Using Magnetic Integration Technology

GUO Rui1,HAI Hang1,WANG Lei2,WANG Qiushi1,YANG Yugang1
（1.Faculty of Electricaland control Engineering,Liaoning Technical University,Huludao 125105,China；2.Zhejiang SolaX Power Co.,Ltd.,Hangzhou 310000,China）

郭瑞

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．5.34

TM862

A

2017-5-30；

2017-08-08

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（U1510128，511770 67，50607007）；遼寧省教育廳重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室基礎(chǔ)研究資助項(xiàng)目（LZ2015045）

Project Supported by National Natural Science Foundation of China（U1510128，51177067，50607007）；Fundamental Research Program of Liaoning Province Education Department Key Lab（LZ2015045）

郭瑞（1974-），女，博士，副教授，研究方向：電力電子及電氣控制技術(shù)等,E-mail：975743670@qq.com。

海航（1992-）男，碩士研究生，研究方向：電力電子及電氣控制技術(shù)等,E-mail：60 1329764@qq.com。

王磊（1991-），男，通信作者，碩士，研究方向：功率電子變換技術(shù)、電力電子磁技術(shù)及新能源發(fā)電，E-mail:15382025383@163. com。

王秋實(shí)（1993-）男，碩士，研究方向：電力電子磁技術(shù)，E-mail:18242984297@163. com。

楊玉崗（1967-），男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向：電力電子技術(shù)及其磁集成技術(shù)，E-mail：Yangyugang21@126.com。