甘義良，杭麗君，李國杰

（上海交通大學電氣工程系，上海 200240）

新型可抑制共模電流無變級聯(lián)型光伏系統(tǒng)

甘義良，杭麗君，李國杰

（上海交通大學電氣工程系，上海 200240）

著重分析了無變壓器隔離的級聯(lián)型多電平光伏發(fā)電系統(tǒng)共模電流產(chǎn)生機理，并且建立共模電流等效電路。在此基礎上分析了級聯(lián)H4（單相全橋）多電平光伏系統(tǒng)共模電流難以抑制的原因，同時提出可有效抑制共模電流的級聯(lián)iH6拓撲的多電平光伏逆變器。根據(jù)理論分析和仿真結(jié)果可以驗證，相比級聯(lián)H4系統(tǒng)，所提出的級聯(lián)iH6系統(tǒng)能夠有效抑制共模電流和高頻噪聲，從而避免EMI濾波器的使用。

無變壓器隔離；共模漏電流；級聯(lián)型逆變器；光伏發(fā)電

Abstract:Analyzing the mechanism of common mode leakage current in transformerless cascaded inverter PV（Photovoltaic）system was focused on and equivalent circuit model was built.By clarifying the reason why the conventional cascaded H4（full-bridge inverter）PV system fails to reduce the common mode leakage current，a new cascaded iH6 inverter PV system was proposed.The related theoretical analysis and simulation results were given，and it was verified that the common mode leakage current can be greatly reduced compared with the conventional cascaded H4 system.Meanwhile，the cascaded iH6 inverter PV system does not need an EMI filter to suppress the high frequency noise.

Key words:transformerless；common mode leakage current；cascaded inverter；photovoltaic

由于效率低、體積大、重量大和成本高等不利因素，變壓器在中低功率光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中逐漸不被采用［1］。小功率（2～10 kW）家用分布式無變壓器光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)因其高效和低成本越來越受歡迎［2］。然而，由于光伏電池與電網(wǎng)的電氣連接，光伏電池與地之間的寄生電容會給電網(wǎng)帶來嚴重的共模漏電流，它不但會降低變換器效率，影響并網(wǎng)電流質(zhì)量，而且會帶來嚴重的EMI噪聲［3］。

為了消除共模漏電流，其產(chǎn)生機理已經(jīng)研究得較為成熟并且有公認的共模電流電路模型［1］。基于此模型，最近幾年已經(jīng)陸續(xù)提出多種不同的拓撲來解決共模電流問題。然而這些拓撲在級聯(lián)型光伏系統(tǒng)中的應用以及共模漏電流的抑制效果的相關研究不是很多。本文首先基于三電平逆變器共模漏電流等效電路模型建立了級聯(lián)型多電平逆變器的共模漏電流等效電路模型，并據(jù)此分析了級聯(lián)型H4光伏系統(tǒng)共模電流無法有效抑制的原因。最后提出級聯(lián)型iH6多電平光伏逆變器，并從理論和仿真兩方面驗證了該逆變器可有效抑制共模漏電流。

1 單相級聯(lián)H4光伏系統(tǒng)共模漏電流分析

圖1所示為單相7電平級聯(lián)H4光伏并網(wǎng)系統(tǒng)，C1，C2，C3為光伏組件與地之間的寄生電容，稱共模電容；iCM1，iCM2，iCM3為流經(jīng)共模電容的共模漏電流；L為并網(wǎng)濾波電感［3］。根據(jù)文獻［5］所述三電平逆變器共模電流等效電路模型，可建立級聯(lián)型多電平逆變器共模等效電路。該級聯(lián)型7電平光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的共模等效電路如圖2所示。

圖1 單相7電平級聯(lián)H4光伏并網(wǎng)系統(tǒng)Fig.1 Single phase 7-level cascade H4 inverter PV system

圖2 共模與差模電路模型Fig.2 Common mode and differential mode voltage model

共模電壓及差模電壓為

式中：UCM為共模電壓；UDM為差模電壓；UAN為A點與N點電勢差；UBN為B點與N點電勢差；UAB為A點與B點電勢差。

圖3為單相7電平級聯(lián)H4光伏系統(tǒng)簡化共模等效電路，其中UeCM1，UeCM2，UeCM3定義為等效共模電壓。

圖3 共模等效電路Fig.3 Common mode equivalent circuit

其表達式可從圖2中推導出來，具體如下式：

共模漏電流與等效共模電壓關系如下：

因此，為了完全消除共模漏電流，等效共模電壓必須保持不變，然而在級聯(lián)H4光伏系統(tǒng)中，等效共模電壓不可能保持不變，從式（3）中可見，UeCM1不僅受UA1N1影響，而且同時受級聯(lián)的其他H4逆變器的差模電壓UDM2和UDM3影響，因而共模漏電流iCM1不可能完全消除。這是級聯(lián)H4系統(tǒng)固有的缺陷。

2 級聯(lián)iH6多電平光伏發(fā)電系統(tǒng)

為了解決級聯(lián)型H4系統(tǒng)固有的共模漏電流無法消除的問題，本文提出級聯(lián)型iH6光伏發(fā)電系統(tǒng)如圖4所示。iH6拓撲在文獻［4］中提出，其拓撲如圖5所示。

圖4 單相7電平級聯(lián)iH6光伏并網(wǎng)系統(tǒng)Fig.4 Single-phase 7-level cascaded iH6 PV grid-connection system

圖5 單相iH6光伏逆變電路Fig.5 Single-phase iH6 PV inverter

相比H4全橋逆變器，iH6在直流側(cè)多了2個開關，其主要目的是在輸出電壓為零電平時，實現(xiàn)直流與交流的解耦。H4與iH6逆變器在單極性SPWM調(diào)制策略下均有4種工作模式。

級聯(lián)H4系統(tǒng)中：

模式1：UAB=UDM=Udc，UAN=Udc，UBN=0，T1，T4開通，T2，T3關斷；

模式2：UAB=UDM=0，UAN=Udc，UBN=Udc，T1，T3開通，T2，T4關斷；

模式3：UAB=UDM=-Udc，UAN=0，UBN=Udc，T2，T3開通，T1，T4關斷；

模式4：UAB=UDM=0，UAN=0，UBN=0，T2，T4開通，T1，T3關斷。

級聯(lián)iH6系統(tǒng)中：

模式1：UAB=UDM=Udc，UAN=Udc，UBN=0，T1，T4，T5，T6開通，T2，T3關斷；

模式2：UAB=UDM=0，UAN=Udc/2，UBN=Udc/2，T1，T3，T6開通，T2，T4，T5關斷；

模式3：UAB=UDM=-Udc，UAN=0，UBN=Udc，T2，T3，T5，T6開通，T1和T4關斷；

模式4：UAB=UDM=0，UAN=Udc/2，UBN=Udc/2，T2，T4，T5開通，T1，T3和T6關斷。

通過H4與iH6 4種模式的比較可以發(fā)現(xiàn)，模式1、模式3完全相同，但是在模式2、模式4中，UAN，UBN并不相同。以模式2為例，在H4系統(tǒng)中，由于T1，T3開通，T2，T4關斷，所以UAN=UBN=Udc。而在iH6系統(tǒng)中，如果上一時刻是模式1，那么隨著T2，T4，T5的關斷，UAN會降低而UBN會逐漸升高，直到UAN=UBN。此時由于T6是開通的，開關T5與T2共同承擔直流側(cè)電壓Udc，所以UAN=UBN=Udc/2。當iH6工作在模式4時，其過程相同。

雖然H4與iH6在模式2、模式4時的差模電壓相同，但是由于在級聯(lián)型系統(tǒng)中，影響共模漏電流的因素不只是差模電壓UDM，還包括各逆變器的UAN，而共模漏電流本質(zhì)是等效共模電壓的變化造成的，所以當4種模式切換過程中，盡可能降低共模等效電壓的變化是降低共模漏電流的有效方法?？梢园l(fā)現(xiàn)，H4系統(tǒng)中，當模式2切換到模式1時，UAN的變化為零，模式2切換到模式3時，UAN的變化則為Udc。同樣，當模式4切換到模式3時，UAN的變化為零，而切換到模式1時，UAN的變化為Udc。顯然，H4系統(tǒng)中UAN的變換為零或者Udc。而在iH6系統(tǒng)中，而iH6逆變器中UAN的變化則為Udc/2。根據(jù)式（3）～式（5）可知，級聯(lián)H4與級聯(lián)iH6系統(tǒng)的等效共模電壓的區(qū)別僅在UAN，而后者的UAN由于變化更小，所以共模等效電壓變化更小，可有效降低共模漏電流。

3 共模諧振抑制

除了開關頻率范圍內(nèi)（1～50 kHz）的共模漏電流之外，由于諧振電路的存在，高頻（50 kHz～30 MHz）共模諧振電流同樣存在于無變壓器光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中［2］。為了滿足相關并網(wǎng)電流諧波要求，比如IEC61000，通常需要1個EMI濾波器來濾除高頻共模電流［6］。然而，級聯(lián)型iH6光伏并網(wǎng)系統(tǒng)則不需要EMI濾波器就可以有效抑制高頻諧振共模電流。下文將對級聯(lián)型iH6逆變系統(tǒng)對高頻諧振的抑制展開分析。

以單相7電平級聯(lián)iH6光伏系統(tǒng)為例，一共有3個iH6單相逆變器，每個逆變器都有3個電平狀態(tài)：1(Udc)，0和-1(-Udc)?？紤]到電網(wǎng)電壓單周期中心對稱性，在此只考慮每個逆變器非負電壓狀態(tài)，即“0”和“1”狀態(tài)。在電網(wǎng)電壓正半周期間，7電平級聯(lián)光伏系統(tǒng)一共有8個狀態(tài)：狀態(tài)0［000］～狀態(tài)7［111］。在不考慮開關結(jié)電容的情況下，級聯(lián)H4與級聯(lián)iH6系統(tǒng)在狀態(tài)2和狀態(tài)5時的諧振電路對比如圖6和圖7所示。

圖6 H4與iH6系統(tǒng)狀態(tài)2諧振電路Fig.6 The resonant circuit of H4 and iH6 systems′state2

圖7 H4與iH6系統(tǒng)狀態(tài)5諧振電路Fig.7 The resonant circuit of H4 and iH6 systems′state5

從圖6、圖7可以看出，級聯(lián)H4系統(tǒng)中，無論逆變器是什么狀態(tài)，對地寄生電容都與電網(wǎng)存在諧振回路，而級聯(lián)iH6系統(tǒng)中，當逆變器狀態(tài)為0時，其對地寄生電容被隔離，沒有與電網(wǎng)形成諧振回路。由于在1個電網(wǎng)電壓周期內(nèi)，各逆變器的“0”狀態(tài)占有一定比例的時間，所以由于直流側(cè)隔離開關（T5和T6）的存在，級聯(lián)iH6系統(tǒng)能夠有效抑制高頻諧振電流。

4 仿真驗證

為了驗證所提方案的有效性，本文使用Matlab/Simulink搭建了單相7電平級聯(lián)H4（見圖1）與級聯(lián)iH6（見圖4）光伏并網(wǎng)系統(tǒng)仿真模型，對兩種系統(tǒng)在抑制共模漏電流方面的性能作了仿真對比。仿真參數(shù)如下：直流電壓200 V，電網(wǎng)電壓220 V/50 Hz，開關頻率2 kHz，濾波電感5 mH，寄生電容均為1 nF。調(diào)制策略為移相SPWM調(diào)制，2種拓撲的仿真結(jié)果如圖8～圖11所示。

從圖8可以看出，級聯(lián)H4光伏系統(tǒng)輸出電壓為7電平波形，并網(wǎng)電流有效值11.65 A，THD為2.64%。然而寄生電容共模漏電流卻非常大，C3漏電流ICM3有效值甚至達到了2.52 A。C1,C2,C3漏電流有效值與并網(wǎng)電流有效值比值分別為5.6%，16.4%和21.6%。從圖9可以看出，諧振頻率為80.599 6 kHz，基波幅值為0.047 59A。

圖8 級聯(lián)H4系統(tǒng)仿真結(jié)果Fig.8 Simulating results of the cascaded H4 system

圖9 級聯(lián)H4系統(tǒng)諧振頻率FFT分析Fig.9 The result of cascaded H4 system resonant frequency FFT analysis

圖10為級聯(lián)7電平iH6光伏系統(tǒng)仿真波形。從圖10中可以看出并網(wǎng)電壓也是7電平波形，并網(wǎng)電流有效值為11.73 A，THD為2.46%，比級聯(lián)H4系統(tǒng)略小，滿足并網(wǎng)要求。更重要的是所有寄生電容共模漏電流有效值都均小于300 mA，滿足VDE 0126—01—01標準。C1，C2，C3漏電流有效值與并網(wǎng)電流有效值比值分別為0.34%，0.24%和0.08%。從圖11可以看出，級聯(lián)iH6系統(tǒng)共模漏電流諧振頻率為92.149 kHz，基波幅值為0.004 031 A，相比級聯(lián)H4系統(tǒng)諧振基波幅值降低了91.53%，由此可以看出級聯(lián)iH6系統(tǒng)能夠有效抑制共模漏電流諧振。

圖10 級聯(lián)iH6系統(tǒng)仿真結(jié)果Fig.10 Simulating results of the cascaded iH6 system

圖11 級聯(lián)iH6系統(tǒng)諧振頻率FFT分析Fig.11 The result of cascaded iH6 system resonant frequency FFT analysis

5 結(jié)論

本文提出一種解決無變壓器多電平級聯(lián)逆變器光伏系統(tǒng)共模漏電流較大的問題，從理論分析和仿真驗證兩個方面證明級聯(lián)iH6光伏系統(tǒng)不僅可以有效抑制共模漏電流，同時可有效抑制高頻諧振共模電流，從而避免了EMI濾波器的使用，使該系統(tǒng)的成本得到平衡。

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Novel Cascaded Inverter with Common Mode Leakage Current Reduction for Transformerless Photovoltaic System

GAN Yiliang，HANG Lijun，LI Guojie
（Department of Electrical Engineering，Shanghai Jiaotong University，Shanghai200240，China）

TM615

A

10.19457/j.1001-2095.20170908

國家電網(wǎng)公司科技項目，基于多源數(shù)據(jù)融合與移動互聯(lián)網(wǎng)技術的分布式新能源公共信息服務平臺研究與應用；國家重點研發(fā)計劃課題（2016YFB0900201）

甘義良（1991-），男，碩士研究生，Email：yiliang_gan@sina.com

2016-09-17

修改稿日期：2016-11-23