屈克慶， 馮苗苗， 趙晉斌

(上海電力學(xué)院 電氣工程學(xué)院，上海 200090)

基于耦合電感的新型高增益軟開(kāi)關(guān)直流變換器

屈克慶， 馮苗苗， 趙晉斌

(上海電力學(xué)院 電氣工程學(xué)院，上海 200090)

針對(duì)升壓直流變換器的高增益問(wèn)題，以一種帶有泵升電容的Boost變換器為基礎(chǔ)，提出一種基于耦合電感的新型高增益軟開(kāi)關(guān)直流變換器。討論該變換器的工作原理、性能對(duì)比分析、關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)，并且通過(guò)仿真驗(yàn)證了理論分析的正確性。該變換器通過(guò)引入耦合電感和倍壓電容不僅拓展了調(diào)控電壓增益的自由度,突破了僅由占空比來(lái)提升電壓的局限，還減小了輸出二極管的電壓應(yīng)力，且耦合電感中的漏感緩解了二極管反向恢復(fù)問(wèn)題。利用有源鉗位的方法減小了開(kāi)關(guān)兩端的應(yīng)力，并使所有開(kāi)關(guān)管實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)通，使電路損耗得以降低。

升壓變換器；高增益；耦合電感；有源鉗位；倍壓電容；零電壓開(kāi)關(guān)

0 引 言

隨著一次能源的儲(chǔ)量減少以及對(duì)電力的需求日漸上漲，使得發(fā)展綠色的新能源成為必然。在新能源系統(tǒng)中，如光伏板、燃料電池的輸出電壓較低，因此為滿足后級(jí)直流母線的要求需要將電壓升到更高的電壓等級(jí)[1-2]。傳統(tǒng)的升壓直流變換器因結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單被廣泛使用，然而其升壓比受限，開(kāi)關(guān)器件承受的應(yīng)力大且轉(zhuǎn)換效率不高， 所以研究高增益的直流升壓變換器是一個(gè)意義重大的課題[3-4]。

目前，針對(duì)Boost變換器拓?fù)浞矫嫣岢隽撕芏喔倪M(jìn)思路。文獻(xiàn)[5-6]提出了一種級(jí)聯(lián)型Boost變換器，雖然可以通過(guò)將前后級(jí)電路串聯(lián)獲得高增益，但是這種拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)復(fù)雜，隨著串聯(lián)級(jí)數(shù)增多，后級(jí)電路中的主開(kāi)關(guān)MOEFET承受的應(yīng)力會(huì)隨之增大，而且，有效合理的控制各級(jí)開(kāi)關(guān)導(dǎo)通的難度也加大；文獻(xiàn)[7]提出了交錯(cuò)并聯(lián)升壓變換器，可以降低電流紋波，然而本質(zhì)上升壓比沒(méi)有提升還增加成本， 且開(kāi)關(guān)管電壓應(yīng)力很大；文獻(xiàn)[8]提出了帶開(kāi)關(guān)電容的升壓變換器，減小了開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，但多個(gè)開(kāi)關(guān)電容的并聯(lián)會(huì)導(dǎo)致開(kāi)關(guān)器件的電流應(yīng)力過(guò)大并增加導(dǎo)通損耗；文獻(xiàn)[9-10]提出了基于耦合電感的升壓變換器，可以利用靈活的改變耦合系數(shù)把電壓升高，然而漏感會(huì)使得開(kāi)關(guān)MOSFET兩端電壓出現(xiàn)很高的尖峰并導(dǎo)致電路損耗增加?？梢圆捎脽o(wú)源無(wú)損鉗位電路，實(shí)現(xiàn)了漏感能量的回收利用，但是電路中的開(kāi)關(guān)管仍處于硬開(kāi)關(guān)狀態(tài)，增加了變換器的損耗。文獻(xiàn)[11]通過(guò)有源鉗位電路有效緩解了漏感帶來(lái)的問(wèn)題并實(shí)現(xiàn)了軟開(kāi)關(guān)，但輸出二極管承受的電壓應(yīng)力仍然很大。

針對(duì)以上問(wèn)題，本文以文獻(xiàn)[4]的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)，通過(guò)對(duì)電路結(jié)構(gòu)加以改進(jìn)，增加了調(diào)控電壓增益的自由度，大大提升了升壓比，且能夠讓開(kāi)關(guān)管在電壓為零的狀態(tài)下軟開(kāi)通，降低了開(kāi)關(guān)器件承受的應(yīng)力，緩解了二極管的反向恢復(fù)問(wèn)題。文中介紹了該變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、不同的工作模態(tài)及電路中參數(shù)的選擇依據(jù)，并與其它變換器進(jìn)行了對(duì)比。最后對(duì)一個(gè)變換器模型進(jìn)行仿真，證明了理論分析的有效性。

1 電路結(jié)構(gòu)及工作原理分析

1.1 電路結(jié)構(gòu)

圖1給出了文獻(xiàn)[4]和文獻(xiàn)[11]提出的變換器。圖2(a)給出了本文提出的高增益低應(yīng)力的軟開(kāi)關(guān)直流變換器，其包括直流電源Vin，鉗位電容Cc，耦合電感L1和L2，中間儲(chǔ)能電容C1、倍壓電容C2，主開(kāi)關(guān)S，鉗位開(kāi)關(guān)管Sc，二極管D1、D2、D0、濾波電容C0和負(fù)載R0。L1和L2可用一個(gè)理想變壓器、勵(lì)磁電感Lm和Lk漏感來(lái)等效，得到圖2(b)表示的變換器的等效電路。

圖1 文獻(xiàn)[4]和[11]提出的變換器Fig.1 Boost converter proposed in paper[4] and [11]

圖2 新型高增益低應(yīng)力的軟開(kāi)關(guān)直流變換器Fig.2 Novel high step-up soft switching DC-DC converter with low voltage stress

1.2 電路原理分析

為簡(jiǎn)化分析，下假設(shè)：1)除了主開(kāi)關(guān)管考慮其并聯(lián)電容的影響外，其他開(kāi)關(guān)器件看作是理想的；2)C1、C2、Cc足夠大；3)不考慮二極管和開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通時(shí)的壓降。圖3給出了變換器在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的工作波形，變換器以連續(xù)導(dǎo)通方式工作時(shí)有8種模態(tài)，圖4給出了不同模態(tài)的功率流。

模態(tài)1[t0～t1]：如圖4(a)，S在t0時(shí)導(dǎo)通，D1、D2導(dǎo)通，Sc、D0關(guān)斷，直流電源Vin對(duì)Lm和Lk充電，使漏感電流ik和勵(lì)磁電流im線性增加，其變化規(guī)律為式(1)、式(2)，電容C1和C2分別由直流源和耦合電感的二次側(cè)并聯(lián)進(jìn)行充電，直到t1時(shí)刻S關(guān)斷。

(1)

(2)

圖3 變換器的工作波形Fig.3 Key waveforms of the proposed converter

模態(tài)2[t1～t2]：如圖4(b)，由于S兩端并聯(lián)有電容，S在零電壓狀態(tài)下關(guān)斷，同時(shí)Sc和D0關(guān)斷，D1、D2導(dǎo)通，電容C1和C2繼續(xù)充電，電流ik對(duì)S的并聯(lián)電容Cs充電，Cs兩端電壓從零開(kāi)始增加，直到S兩端電壓Vds從0上升到VCc時(shí)，其變化規(guī)律為式(3)，Sc的反并聯(lián)二極管Dc導(dǎo)通。

(3)

模態(tài)3[t2～t3]：如圖4(c)，S、Sc和D0關(guān)斷，D1、D2、Dc導(dǎo)通，相比Cs,Cc大很多，故認(rèn)為漏感電流ik近似全部流入鉗位電容Cc并對(duì)其充電，電流ik和i2下降，im繼續(xù)上升，其變化規(guī)律為式(4)、式(5)。Dc在t2時(shí)刻導(dǎo)通保證了Sc導(dǎo)通時(shí)的電壓為零。直到開(kāi)關(guān)Sc的脈沖信號(hào)到來(lái)。

(4)

(5)

模態(tài)4[t3～t4]：如圖4(d)，開(kāi)關(guān)Sc、D2導(dǎo)通，S、D1、D0關(guān)斷，開(kāi)關(guān)Sc在電壓為零的狀態(tài)下實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)通，電流ik和i2持續(xù)減小，其他工作情況與模態(tài)3相同，直到t4時(shí)刻i2減到零，D2自然關(guān)斷。

模態(tài)5[t4～t5]：如圖4(e)，開(kāi)關(guān)Sc、D0導(dǎo)通，S、D1、D2均關(guān)斷，D0在D2關(guān)斷后開(kāi)通提供續(xù)流通道，在此工作模態(tài)中，由直流源Vin、電感Lm、電容C1和C2串聯(lián)釋放能量給負(fù)載電阻，電流im和ik隨著能量的釋放而線性減小，其變化規(guī)律為式(6)、式(7)，直到Sc關(guān)斷。

(6)

ik(t)=Ik(t4)-

(t-t4)。

(7)

模態(tài)6[t5～t6]：如圖4(f)，D0導(dǎo)通，S、Sc、D1、D2關(guān)斷，由于電容Cs的存在，可使得Sc能夠在零電壓狀態(tài)下關(guān)斷，漏感Lk和電容Cs形成新的諧振，主開(kāi)關(guān)兩端電壓Vds下降，其變化規(guī)律為式(8)，直到Vds降到零時(shí)，S的反并聯(lián)二極管開(kāi)通。

(8)

模態(tài)7[t6～t7]：如圖4(g)，D1和D0導(dǎo)通，開(kāi)關(guān)S、Sc、D2關(guān)斷，電容C1充電，電流im和經(jīng)過(guò)D0的電流iD0減小，ik開(kāi)始增加，其變化規(guī)律為式(8)、式(9)。在此工作模態(tài)中處于開(kāi)通狀態(tài)的S的反并聯(lián)二極管，保證了當(dāng)S導(dǎo)通時(shí)其兩端電壓為零。直到S下一周期的脈沖信號(hào)到來(lái)。

(9)

(8)

模態(tài)8[t7～t8]：如圖4(h)，D1和D0導(dǎo)通，Sc和D2關(guān)斷，S實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)通，ik在直流源Vin的作用下線性增加，電流iD0持續(xù)減小，直到iD0減到零，即二極管自然關(guān)斷，此時(shí)，變換器進(jìn)入新一周期工作。

圖4 各工作模態(tài)功率流Fig.4 Current-flow path of operating modes

2 性能分析

2.1 電壓增益

為簡(jiǎn)化分析，變換器在CCM工作模式下，只考慮模態(tài)1和5，其他模態(tài)的持續(xù)時(shí)間很短，故可以忽略。設(shè)定耦合電感匝比N=n2/n1。不計(jì)漏感的影響時(shí)，當(dāng)S處于開(kāi)通狀態(tài)時(shí)，Lm和C1兩端電壓為

VLm_charge=VC1=Vin。

(11)

C2兩端電壓為

VC2=NVin。

(12)

當(dāng)S處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，Lm的放電電壓

VLm_discharge=VCc-Vin。

(13)

同時(shí)，由KVL可得

VCc=V0-VC1-VC2-N(VCc-Vin)。

(14)

聯(lián)立式(11)～式(14)可得

(15)

(16)

由Lm的伏秒平衡計(jì)算得變換器在理想情況下的增益特性

(17)

其中D為變換器的占空比

在非理想情況下，由于占空比會(huì)受漏感的影響而丟失一部分，故變換器實(shí)際的增益會(huì)比式(17)稍低，經(jīng)計(jì)算得變換器實(shí)際增益特性為

(18)

其中km=Lkfs/R0，fs為開(kāi)關(guān)頻率。由式(18)可以看出，耦合電感匝比和占空比是影響輸出電壓的主要因素，同時(shí)漏感值、開(kāi)關(guān)頻率和輸出負(fù)載也會(huì)對(duì)變壓器的增益有所影響。圖5所示為分別取不同的Lk和N，變換器的電壓增益M與D的變化關(guān)系。由圖可知，M隨著N和D的增加明顯上升；漏感值增加時(shí)，M略有減小，但影響不大。

圖5 電壓增益與漏感、占空比及耦合電感匝比的關(guān)系Fig.5 Voltage gain of the proposed converter

2.2 元件應(yīng)力分析

一般Lk<

Vds=Vsc=VCc=V0/(N+2-D)。

(19)

二極管D1的電壓應(yīng)力

VD1_stress=V0/(N+2-D)。

(20)

二極管D2的電壓應(yīng)力

VD2_stress=NV0/(N+2-D)。

(21)

二極管D0的電壓應(yīng)力為

VD0_stress=(N+1)V0/(N+2-D)。

(22)

圖6所示為選取不同的D，各開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力與N的變化關(guān)系，由圖可知，所有開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力都比V0低。

圖6 開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力與D和N的關(guān)系Fig.6 Voltage stress of the proposed converter

2.3 性能對(duì)比分析

表1給出了文獻(xiàn)[4]帶有泵升電容的高增益Boost變換器、文獻(xiàn)[11]帶耦合電感的變換器和本文提出的變換器的性能對(duì)比分析。

表1 高增益變換器之間的性能對(duì)比

圖7給出不同變換器的特性比較?？梢钥闯鱿噍^文獻(xiàn)[4]帶有泵升電容的直流升壓變換器，本文改進(jìn)后的變換器從電壓增益、開(kāi)關(guān)應(yīng)力及電路損耗等綜合性能都有了明顯的提升；相比同類文獻(xiàn)[11]帶有耦合電感的直流升壓變換器，選擇相同的D和N時(shí)，本文所提出的變換器具有更高的升壓比，更小的電壓應(yīng)力。

圖7 不同變換器的特性比較Fig.7 Curves of performance comparison

3 關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)

3.1 耦合電感匝比設(shè)計(jì)

由式(19)、式(20)可知，耦合電感匝比對(duì)輸出電壓的大小和開(kāi)關(guān)器件的應(yīng)力有很大影響，因此，耦合電感匝比是變換器參數(shù)設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。根據(jù)式(18)得耦合電感的匝比N的選擇依據(jù)為

(23)

選擇一個(gè)合適的占空比，然后根據(jù)V0和Vin就可以選定N的值。考慮到變換器的導(dǎo)通損耗，占空比一般應(yīng)小于0.7，但占空比也不宜選的過(guò)小，否則就會(huì)使耦合電感的值變大，漏感相應(yīng)變大，從而使得能量損耗增加。因此，在選取占空比時(shí)應(yīng)折中考慮。

3.2 電容的設(shè)計(jì)

設(shè)計(jì)電容C1、C2和C0的值時(shí)，電容紋波是主要的考慮因素，電容的選擇依據(jù)為

(24)

其中：P0是輸出功率；fs是開(kāi)關(guān)頻率；ΔVc是電容C1、C2和C0上的紋波。

3.3 Lm和Lk的設(shè)計(jì)

選取勵(lì)磁電感的值時(shí)要讓變換器保持在CCM模式下工作。當(dāng)處于臨界模式，im的最大值為

(25)

im的平均值為

(26)

由式(26)、式(27)得Lm的選擇依據(jù)為

(27)

選取漏感值時(shí)要保證實(shí)現(xiàn)S的軟開(kāi)關(guān)，當(dāng)Sc斷開(kāi)后，S開(kāi)通前，Lk中的能量比Cs中的能量大，即

LkIk(t6)2≥CsVds(t6)2。

(28)

由此可得Lk的選擇依據(jù)為

(29)

4 仿真結(jié)果分析

為了驗(yàn)證分析的正確性，本文對(duì)一個(gè)150 W的變換器模型進(jìn)行了仿真,仿真模型的參數(shù)設(shè)置如下：輸入電壓Vin=24 V；輸出電壓V0=200 V；開(kāi)關(guān)頻率fs=100 kHz；耦合電感匝比N=5∶2；勵(lì)磁電感Lm=25 μH；漏感Lk=2 μH；中間儲(chǔ)能電容C1=30 μF；倍壓電容=4.7 μF；鉗位電容Cc=10 μF；輸出濾波電容C0=470 μF；主開(kāi)關(guān)并聯(lián)電容Cs=1 nF

圖8為開(kāi)關(guān)S的觸發(fā)脈沖信號(hào)Vg、輸入電壓Vin以及輸出電壓V0的波形，可以看出，當(dāng)Vin為24 V時(shí)，由于漏感的影響，V0略低于200 V，此時(shí)D=0.52，證明了變換器可以在較低占空比下獲得高增益。

圖9為開(kāi)關(guān)S和Sc的觸發(fā)脈沖信號(hào)、漏源電壓和流經(jīng)開(kāi)關(guān)的電流波形，可以看出當(dāng)開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)其兩端電壓被鉗位在50 V且大大緩解了電壓尖峰的問(wèn)題，與理論分析一致。同時(shí)S和Sc實(shí)現(xiàn)軟開(kāi)通，使開(kāi)關(guān)損耗得以減小。

圖8 S的觸發(fā)脈沖信號(hào)Vg、輸入電壓Vin以及輸出電壓V0Fig.8 Waveforms of Vg,Vin and V0

圖9 S和Sc的軟開(kāi)關(guān)波形Fig.9 Waveforms of S and Sc

圖10為漏電流ik、勵(lì)磁電流im和耦合電感二次側(cè)電流i2的波形。圖11為二極管D1、D2和D0的電壓和電流仿真波形，可以看出，二極管在零電流狀態(tài)下自然關(guān)斷，三個(gè)二極管承受的電壓應(yīng)力值都小于V0，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖10 漏感電流ik，勵(lì)磁電流im，耦合電感二次側(cè)電流i2 Fig.10 Waveforms of ik、im and i2

圖11 二極管D1、D2和D0的電壓電流波形Fig.11 Waveforms of D1，D2 and D0

5 結(jié) 論

本文提出了一種基于耦合電感的新型高升壓比低應(yīng)力的軟開(kāi)關(guān)DC-DC變換器，文中論述了變換器的工作原理、性能和參數(shù)設(shè)計(jì)并且經(jīng)過(guò)仿真試驗(yàn)，證明本變換器具有的幾個(gè)優(yōu)勢(shì)：首先本變換器實(shí)現(xiàn)了從耦合電感匝比和占空比多自由度來(lái)調(diào)控電壓增益，避免占空比工作在接近1的情況；其次所有開(kāi)關(guān)器件上的電壓應(yīng)力都比輸出電壓低；最后本變換器的開(kāi)關(guān)管能軟開(kāi)通，二極管能在零電流狀態(tài)下自然關(guān)斷，大大緩解了反向恢復(fù)問(wèn)題，電路損耗降低。

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Anovelhighgainsoft-switchingDC-DCconverterbasedoncoupledinductor

QU Ke-qing， FENG Miao-miao， ZHAO Jin-bin

(College of Electrical Engineering,Shanghai University of Electric Power,Shanghai 200090,China)

Aiming at solving the high voltage gain problem of boost converter,a high gain soft-switching DC-DC converter with coupled inductor was proposed,which is based on a high step-up boost converter with charge pump capacitor.The working principle,performance comparison and parameters design of the converter were discussed.The simulation result verified the correctness of theoretical analysis.By introducing coupled inductor and switched capacitor,degree of freedom to regulate converter’s voltage gain is extended,which breaks the limit regulating voltage gain only by the duty ratios.Voltage stress on output diode is decreased,and the diode reverse recovery problems caused by leakage inductance is also eased.By using the active clamp circuit,the converter reduces voltage stress on switches and achieves soft switching,so switching loss is reduced.

boost converter; high gain; coupled-inductor; active clamp; switched capacitor; zero-voltage-switching;

(編輯：劉素菊)

2016-01-31

上海綠色能源并網(wǎng)工程技術(shù)研究中心(13DZ2251900);上海市人才發(fā)展資金(2012024)

屈克慶(1970—)，男，博士，副教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮蛹夹g(shù)及其在新能源和電力系統(tǒng)中的應(yīng)用； 馮苗苗(1992—)，女，碩士研究生，研究方向?yàn)樾履茉窗l(fā)電系統(tǒng)中直流變換器的拓?fù)溲芯亢涂刂萍夹g(shù)； 趙晉斌(1972—)，男，博士，教授，研究方向?yàn)殡娏﹄娮与娐贰⒀b置與系統(tǒng)，電力電子電路的智能化及模塊化控制技術(shù)，現(xiàn)代電力電子技術(shù)在電力系統(tǒng)中的應(yīng)用，新能源發(fā)電技術(shù)。

馮苗苗

10.15938/j.emc.2017.08.004

TM 46

:A

:1007-449X(2017)08-0025-08