戴 斌, 宋衛(wèi)章

(1. 運城學院，山西 運城 044000；2. 西安理工大學 自動化與信息工程學院，陜西 西安 710048)

Z-源稀疏矩陣變換器勵磁的雙饋風力發(fā)電系統

戴 斌1, 宋衛(wèi)章2

(1. 運城學院，山西 運城 044000；2. 西安理工大學 自動化與信息工程學院，陜西 西安 710048)

針對矩陣變換器電壓傳輸比低和其勵磁的雙饋風力發(fā)電系統(DFIG)易受非正常輸入波動影響的不足,提出了一種適用于DFIG勵磁的Z-源稀疏矩陣變換器系統。利用Z-源的升壓特性來提高電壓傳輸比，檢測電容電壓實現對直通因子的自動調節(jié),從而實現對網側波動的自動抑制。建立了系統數學模型，推導了DFIG系統定子磁場定向矢量控制策略表達式，搭建試驗樣機對所提方案進行試驗驗證，在亞同步、同步、超同步三種發(fā)電狀態(tài)下的波形和并網試驗結果驗證了方案的可行和有效性。

Z-稀疏矩陣變換器； 雙饋風力發(fā)電； 定子磁場定向

0 引 言

矩陣變換器能量可雙向流動，輸入輸出均為正弦波，直流側無儲能元件，壽命長、功率密度高[1-3]，作為勵磁電源變換器近年來被廣泛應用于雙饋風力發(fā)電(Doubly-Fed Induction Generator,DFIG)系統中[4-6]。矩陣變換器依據拓撲結構的不同可分為傳統矩陣變換器(Conventional Matrix Converter，CMC)和雙級矩陣變換器(Two Stage Matrix Converter，TSMC)。TSMC因開關數目可進一步減少而變成稀疏矩陣變換器(Sparse Matrix Converter，SMC)，直流環(huán)節(jié)有更多控制自由度，在DFIG系統中更顯優(yōu)勢[7-9]。

但是，CMC因不含電解電容帶來系統壽命長的優(yōu)勢，同時也導致了其電壓傳輸比低和易受輸入輸出波動影響的不足。電壓傳輸比低雖可以通過調制策略來改善，但是以犧牲輸入輸出波形質量為代價[10]。風力發(fā)電系統采用定子磁場定向矢量控制，雖能一定程度抑制風能波動對系統性能影響，但電網波動、不平衡等會直接導致TSMC或SMC直流側電壓波動，進而會影響系統性能[11]。

針對上述不足，本文首次將Z-源變換器拓展至SMC勵磁的DFIG系統中，利用Z-源的升壓特性提高SMC電壓傳輸比，通過檢測電容電壓對Z-源變換器直通因子的自動調節(jié)來實現對網側電壓波動的自動抑制，構建該變換器勵磁下的定子磁場定向矢量控制系統。

1 SMC拓撲結構及調制策略

1. 1 拓撲結構

Z-源SMC由輸入濾波器、可控整流級、Z-源網絡、逆變級和負載等幾部分組成，如圖1所示。

圖1 Z-源SMC拓撲結構圖

1. 2 調制策略

Z-源SMC逆變級仍采用空間矢量調制策略，占空比表達式：

式中：θout——輸出參考電壓矢量Uref相角。

Z-源逆變器有直通零電壓狀態(tài)和非直通零電壓狀態(tài)[12-13]。為了配合Z-源逆變器升壓特性，獲得較高的升壓比，在不影響輸出性能前提下需對上述調制策略改進，保留傳統空間矢量中有效矢量不變，將式(3)中零矢量改為直通零電壓矢量，此狀態(tài)下逆變器上下橋臂直通，Z-源電感儲能，非直通零電壓狀態(tài)下，矩陣整流級與Z-源電感一起向逆變級供電，從而使系統獲得較高升壓比，調節(jié)直通零電壓矢量時間就可有效控制輸出升壓能力，為抑制擾動的閉環(huán)控制提供了可能。

Z-源SMC整流級采用電流型空間矢量調制策略。為了便于控制,將輸入相電壓的每個周期分為6個區(qū)間。每個區(qū)間中絕對值最大相對應的開關處于恒導通狀態(tài)，另外兩相對應的開關則處于調制狀態(tài)，零矢量的引入使直流側獲得恒定的平均直流電壓。為配合Z-源逆變級工作，當Z-源工作于直通零矢量時關斷整流級開關，阻斷Z-源電流回流，從而便于Z-源電容向電感充電，使電感儲能，如圖2所示。

圖2 輸入電壓區(qū)間劃分

圖3 整流級空間矢量合成圖

整流級空間矢量由6個有效矢量和3個零矢量合成，如圖3所示。以第1區(qū)間為例，參考電流矢量Iref由Iab和Iac合成，產生有效矢量Iab和Iac，直流側正極P始終與a相連接，直流側負極N分別與b、c相連接。可以推導出整流級的有效矢量占空比dγ、dδ分別為

式中：mI——整流級調制度；θin——電流參考矢量Iref與右邊相鄰矢量Iab的夾角。

直流側輸出電壓平均值為[8]

同理，可得一個PWM周期內整流級所有區(qū)間下的開關狀態(tài)，如表1所示。

表1 整流級各區(qū)間開關狀態(tài)與直流側輸出電壓

1. 3 電壓傳輸比分析

Z-源逆變器有直通零電壓和非直通零電壓兩個工作狀態(tài)。其等效電路如圖4所示。

圖4 Z-源逆變級的等效電路

Z-源網絡輸入電壓與逆變橋輸入直流電壓峰值之間的關系為[12]

T= T0+ T1

式中：T0,T1——直通和非直通零電壓狀態(tài)時間；kz——升壓比，kz=[T/(T1-T0)]≥1。

聯合式(6)，逆變橋的調制因子可表示為

式中： 0≤mI≤1；Uo——輸出相電壓基波幅值。

由式(7)可得SMC的電壓傳輸比為

由式(9)可知，引入Z-源后的CMC最大電壓傳輸比由0.866改善為理論上的任意值，從而有效解決了CMC電壓傳輸比低的問題。

2 DFIG系統

交流勵磁變速恒頻DFIG系統是靠轉子勵磁變頻器(此處用的是SMC)改變轉子頻率，來保證定子頻率恒定，原理框圖如圖5所示。

圖5 Z-源SMC勵磁的DFIG系統

對于雙饋電機:

式中：f1——定子頻率；f2——轉子供電頻率，n——雙饋電機轉速；p——電機極對數。

當轉子轉速n變化時，可調節(jié)轉子的供電頻率f2，保持f1不變，即保證定子饋電頻率f1不變，與電網一致。

2. 1 雙饋電機數學模型

DFIG的數學模型，在同步旋轉坐標系下可表示如下。

定子電壓方程：

轉子電壓方程：

定子磁鏈方程：

轉子磁鏈方程：

電磁轉矩方程：

式中：ω1——同步速；ωs——轉差頻率，ωs=ω1-ωr；ωr——電機轉速。

2. 2 Z-源電容電壓閉環(huán)及定子磁場定向矢量控制

為抑制網側電壓瞬時跌落、突升及不平衡等非正常工況對DFIG轉子勵磁的影響，需檢測直流側信息實現對逆變器的閉環(huán)自動調節(jié)，從而消除網側非正常工況對電機轉子勵磁的影響。SMC整流級輸出為PWM波，給檢測控制帶來不便，然而Z-源SMC電容電壓為恒定直流電壓，同時Z-源電容電壓Uc與逆變器輸入電壓Ui存在如下關系：

式中：D0——直通因子,D0=T0/T。

式(16)表明，調節(jié)直通占空比大小就可實現對逆變器輸入電壓調節(jié)。由于Z-源電容容值較小，Z-源電容電壓包含輸入電壓瞬時跌落、突升及不平衡等非正常工況信息，故可通過檢測Z-源逆變器電容電壓實現對逆變器進行補償控制，從而有效抑制非正常輸入對DFIG轉子勵磁的影響。

依據式(10)和數學模型，雙饋電機要實現變速恒頻并網控制，可以采用定子磁場定向矢量控制[14]，如圖6所示。

圖6 定子磁場定向矢量圖

為便于分析，使同步速旋轉坐標軸M軸與定子磁鏈相重合，因為T軸超前M軸90°，則：

工頻條件下，發(fā)電機定子電阻遠小于定子繞組電抗，故可忽略定子電阻壓降。由于采用模不變型變換矩陣，因此在兩軸坐標系中相電壓矢量的模為3相，系統相電壓幅值為um，故：

將式(17)代入式(13)中，得

將式(19)代入式(14)可得

其中：

聯立式(20)，則由式(12)可得

圖7 Z-源SMC勵磁雙饋發(fā)電矢量控制系統

3 試驗研究

為驗證上述方案的正確性和有效性，制作了一臺試驗樣機，樣機輸入電壓380 V/50 Hz，開關頻率5 kHz,SMC輸入濾波器1.4 mH/2 μF,雙饋電機額定功率4 kW,互感159.2 mH,額定轉速1 500 r/min,定轉子電阻1.732 Ω/2.011 Ω,定轉子電感166.7 mH/168.9 mH?？刂破鞑捎肈SP+CPLD架構。利用異步電機同軸連接對拖雙饋電機來模擬風速；將霍爾獲得的電壓電流信號經過調理傳給DSP，DSP根據轉子轉速情況通過Z-源SMC對雙饋電機進行勵磁，實現變速恒頻控制，保證定子電壓與電網電壓同頻、同相、同相序，從而實現可靠并網。

圖8為系統輸入相電壓相電流波形，由波形知輸入正弦電流，輸入功率因數較高，由于濾波電容相電流稍超前相電壓，從而驗證了Z-源SMC的優(yōu)良網側性能。

圖8 輸入相電壓與相電流的波形

圖9所示為Z-源SMC勵磁的雙饋發(fā)電機工作于亞同步狀態(tài)(1 300 r/min)時，定子A相電壓與轉子A、B兩相電流波形。由結果知，亞同步狀態(tài)時，通過調節(jié)轉子電流頻率，來保證定子輸出電壓頻率、幅值、相位恒定。

圖9 亞同步工作狀態(tài)下定子A相電壓與轉子電流波形

圖10(a)為亞同步狀態(tài)下并網前定子A相和電網A相電壓波形，由波形知在Z-源SMC勵磁調節(jié)下，定子A相和電網A電壓實現了同頻同幅同相，達到并網要求。圖10(b)為并網前后定子電壓波形。圖10(c)為并網前后亞同步狀態(tài)下定子及轉子電流波形。由結果可知，并網瞬間定、轉子電流沒有大的沖擊，系統0.18 s后穩(wěn)定運行，過渡時間短，實現了安全并網。并網后定子電壓被電網電壓鉗位，與電網電壓完全一致。

圖10 并網前后定子與轉子波形

圖11為同步工作狀態(tài)(1 500 r/min)下定轉子電壓及電流波形。由結果可知，同步工作狀態(tài)下轉子輸出電流頻率為零，定子與電網電壓同頻同相，達到了安全并網條件。

圖11 同步狀態(tài)下定子A相電壓與轉子電流波形

圖12為超同步工作狀態(tài)(1 700 r/min)下定轉子電壓及電流波形。與亞同步狀態(tài)相比，轉子A、B兩相電流相序發(fā)生了改變，從而表明系統工作于超同步狀態(tài)，并且此時定子輸出電壓頻率、幅值、相位仍保持恒定，滿足并網條件，可安全并網。

圖12 超同步狀態(tài)下定子A相電壓與轉子電流試驗波形

4 結 語

提出了一種適用于DFIG勵磁的Z-源SMC。利用Z-源升壓特性提高CMC電壓傳輸比，通過Z-源電容電壓閉環(huán)控制實現對逆變級直通因子自動調節(jié)，從而實現對網側擾動的自動抑制。推導了適用于該系統的定子磁場定向矢量控制方程；搭建了試驗樣機對方案進行了試驗驗證，結果表明，亞同步、同步和超同步三種運行狀態(tài)下系統均能達到并網要求，可實現安全并網，從而證明了所提方案的可行性和有效性，為DFIG勵磁電源提供了一種新思路。

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Research on Vector Control of Doubly-Fed Wind Power Generator Excited Using Z-Source Sparse Matrix Converter

DAI Bin1, SONG Weizhang2

(1. Yuncheng University, Yuncheng 044000, China;2. School of Automation and Information Engineering, Xi’an University of Technology, Xi’an 710048, China)

According to the low voltage transfer ratio of matrix converter (MC) and immune to the influence of abnormal input voltage for double feed inductor generator (DFIG) excited by MC, A Z-source sparse matrix converter suited for being used as excitation power supply for DFIG was presented. the voltage transfer ratio had been improved using the Z-source boost feature and the influence caused by abnormal input voltage had been avoided using closed loop control. The expression of the variable speed constant frequency wind power generation system of stator flux oriented vector control was deduced based on the analysis of the double-fed wind generators working principle and mathematical model. A experimental prototype had been built, the experimental results working under sub-synchronous, synchronization and super-synchronous verified the feasibility and effectiveness of the proposed strategy.

Z-source sparse matrix converter; doubly-fed inductor generator (DFIG); stator flux orientation vector control

國家自然科學基金資助項目(51307138)

戴 斌(1975—)，男，碩士研究生，副教授，研究方向為新能源發(fā)電技術。

TM 301.2

A

1673-6540(2017)07- 0086- 06

2016 -11 -21