楊旭紅, 楊峰峰, 郭 凱, 薛 冰, 王闐姝

(上海電力學(xué)院 自動化工程學(xué)院 上海市電站自動化重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,上海 200090)

基于SVPWM和模糊PI參數(shù)自整定的Z源逆變器并網(wǎng)研究

楊旭紅, 楊峰峰, 郭 凱, 薛 冰, 王闐姝

(上海電力學(xué)院 自動化工程學(xué)院 上海市電站自動化重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,上海 200090)

相比于傳統(tǒng)的電壓/電流型逆變器，Z源逆變器能實(shí)現(xiàn)升降壓變換的功能，同時橋臂不需要死區(qū)時間，變換器可靠性更高。在傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制方法里，通過在零矢量中插入直通狀態(tài)(同一橋臂同時導(dǎo)通)，使其應(yīng)用在逆變器中。Z源逆變器在實(shí)現(xiàn)更好交流輸出的同時，實(shí)現(xiàn)了對直流側(cè)電壓任意倍數(shù)的升壓。對于Z源逆變器傳統(tǒng)的控制策略是采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)構(gòu)成的雙環(huán)PI控制，但雙環(huán)PI控制無法達(dá)到較高的控制精度并且并網(wǎng)電流諧波畸變率較高。針對PI控制的局限性，提出了模糊PI控制器。該控制器利用模糊控制技術(shù)，根據(jù)誤差大小對PI參數(shù)進(jìn)行實(shí)時在線調(diào)整，從而滿足最優(yōu)的性能要求。通過仿真研究，試驗(yàn)結(jié)果證實(shí)了所提方法的有效性和正確性。

Z源逆變器; 空間矢量脈寬調(diào)制; 模糊PI控制器; 直通占空比; 解耦

0 引 言

隨著能源危機(jī)的日益嚴(yán)重，開發(fā)利用新能源(風(fēng)能、太陽能等)已成為人類社會發(fā)展的關(guān)鍵。新能源利用過程中，逆變器的控制是十分重要的[1-2]。傳統(tǒng)電壓源型逆變器橋臂的上下開關(guān)管不能同時導(dǎo)通，否則就會形成短路，燒毀器件，因此必須在上下橋臂開關(guān)信號間加入一定的死區(qū)時間。但由于死區(qū)時間的影響，就使得輸出波形發(fā)生畸變和諧波畸變率增加。電壓型逆變器本身為降壓型逆變器，當(dāng)要求輸出電壓高于輸入電壓或電壓變化較大時，通常必須在逆變器前端增加Boost電路，就會使得系統(tǒng)的體積增加、成本提高，但同時效率降低。

Z源逆變器的特殊工作模式能夠有效克服傳統(tǒng)逆變器的不足。一方面，Z源逆變器利用兩個開關(guān)管的直通來實(shí)現(xiàn)對輸入電壓的升壓功能，因此Z源逆變器是一種升降壓型逆變器；另一方面，由于直通狀態(tài)成為一種工作模式，因此Z源逆變器不需要再加入死區(qū)時間，從而降低了輸出波形發(fā)生畸變的可能[3]。

基于空間矢量脈沖寬度調(diào)制(Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM)的并網(wǎng)逆變器由于具有直流電壓利用率高、電網(wǎng)電流總諧波畸變率(THD)低、無靜差調(diào)節(jié)、直軸交軸電流可實(shí)現(xiàn)解耦控制等優(yōu)點(diǎn)，在中、大功率場合得到了廣泛應(yīng)用[4]。模糊控制的一個顯著優(yōu)點(diǎn)為不需要精確的對象模型，適用于復(fù)雜的非線性系統(tǒng)。模糊PI控制能夠根據(jù)誤差大小對PI參數(shù)進(jìn)行實(shí)時在線調(diào)整。

基于上述原因，本文提出基于SVPWM和模糊PI控制的控制策略。一方面可以增加直流電壓利用率，降低總諧波畸變率(THD)，提高控制精度；另一方面實(shí)時調(diào)節(jié)PI控制參數(shù)，增強(qiáng)系統(tǒng)的魯棒性，提高系統(tǒng)動態(tài)性能，加快響應(yīng)速度。

1 Z源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理

圖1 三相Z源逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

三相Z源逆變器并網(wǎng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。其在直流電源與逆變橋之間增加了一個由兩個電容和兩個電感交叉而成的對稱阻抗源網(wǎng)絡(luò)，即Z源網(wǎng)絡(luò)。

傳統(tǒng)的逆變器有8種開關(guān)矢量，而Z源逆變器比傳統(tǒng)逆變器多出一種直通零矢量，即同一橋臂上下同時導(dǎo)通的狀態(tài)。這在傳統(tǒng)逆變器中是不允許的，而Z源逆變器正是利用這種直通零矢量實(shí)現(xiàn)升壓功能。為了方便分析，假設(shè)Z源逆變器滿足對稱條件，即有：

由對稱和等效電路可得

由于Z源逆變器允許上下橋臂同時導(dǎo)通，所以得到Z源逆變器的兩種工作狀態(tài)：直通狀態(tài)和非直通狀態(tài)。其等效電路圖分別如圖2和圖3所示。

圖2 直通狀態(tài)等效電路圖

圖3 非直通狀態(tài)下等效電路圖

在一個開關(guān)周期中，假設(shè)逆變橋工作在直通狀態(tài)的時間為T0，且T0=D0T(T為一個開關(guān)周期)，D0為直通占空比。由圖2可得

同理可知，逆變器工作于非直通狀態(tài)的時間T1=(1-D0)T。由等效電路圖3可得

根據(jù)電感的伏秒平衡原理可知，在一個開關(guān)周期中，穩(wěn)態(tài)工作時電感兩端平均電壓為零。因此，由式(3)、式(4)可得

即：

而逆變器上的直流電壓峰值為

式中：B——通過直通狀態(tài)而獲得的升壓因子。

同時，逆變器輸出的相電壓峰值為

式中:M——逆變器的調(diào)制因子。

式中：G——Z源逆變器的電壓增益。

因此，通過選擇合適的調(diào)制因子M，調(diào)節(jié)直通占空比D0，間接調(diào)節(jié)升壓因子B，即可得到理想的逆變器輸出電壓[6]。

2 SVPWM調(diào)制方法

SVPWM技術(shù)與常規(guī)的SPWM相比具有直流母線電壓利用率高、電流波形畸變小等優(yōu)點(diǎn)。其基本原理如下：把開關(guān)函數(shù)引入逆變器的控制中，規(guī)定逆變器上橋臂導(dǎo)通時為狀態(tài)1，下橋臂導(dǎo)通時為狀態(tài)0。逆變器共有3個橋臂，所以相應(yīng)的會有8種開關(guān)狀態(tài)(U0-U7)。每種狀態(tài)對應(yīng)唯一的線電壓瞬時值矢量，因此會有8個基本空間電壓矢量。其中U0和U7為零電壓矢量，U1-U6為有效電壓矢量。6個有效電壓矢量將復(fù)平面平均分為6個扇區(qū)，每個扇區(qū)60°。對于任意給定參考電壓矢量，均可利用與該矢量相鄰的兩個基本空間電壓矢量合成得到[7-8]。

假設(shè)參考矢量Uref在扇區(qū)1中，通過圖4可知該矢量可由相鄰的兩個基本空間矢量U1和U2進(jìn)行表示。

圖4 基本電壓空間矢量圖

假設(shè)一個開關(guān)周期為T，矢量U1和矢量U2作用的時間分別為T1和T2。T0為零矢量作用時間T0=T-T1-T2。根據(jù)等效合成原理，有

假設(shè)Uref與U1之間的夾角為θ，由正弦定理得

由式(10)、式(11)可以計(jì)算得到：

式中:m——SVPWM調(diào)制系數(shù)。

相比于傳統(tǒng)逆變器，Z源逆變器多出一個直通零矢量，如圖5、圖6所示。按直通零矢量注入的方法不同可以分為簡單SVPWM和直通狀態(tài)分段SVPWM、最大化SVPWM。本文采用簡單SVPWM控制。在傳統(tǒng)SVPWM控制方法的基礎(chǔ)上，用直通零矢量來代替部分零矢量的作用時間，且保證有效矢量作用時間不變，這樣就可得到Z源逆變器簡單SVPWM控制。

圖5 傳統(tǒng)電壓型SVPWM控制

圖6 三相Z源逆變器簡單SVPWM

3 基于SVPWM和模糊PI控制的Z源逆變器系統(tǒng)原理

Z源逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)的原理如圖7所示，系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)：并網(wǎng)電流環(huán)控制和Z源電容電壓環(huán)控制。此處采用電容電壓而沒有采用直流鏈升電壓的原因是，直流鏈升電壓由于加入了直通零矢量后為一系列不規(guī)則的方波，較難控制，但是直流鏈升電壓最大值和電容電壓之間存在一定的關(guān)系，所以選擇電容電壓。

圖7 Z源逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

圖8 dq軸解耦控制

傳統(tǒng)模型都是在三相靜止坐標(biāo)系下建立起來的，此時的網(wǎng)側(cè)電流均為正弦交流量，無法用于指導(dǎo)控制器的設(shè)計(jì)。通常采用坐標(biāo)變換的方法將三相靜止坐標(biāo)系下的正弦量轉(zhuǎn)換成兩相旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的直流量，減少狀態(tài)變量，很大程度上使控制的設(shè)計(jì)更加簡單[9-11]。經(jīng)3s/2r變換后的狀態(tài)方程為

從式(13)可以看出，直軸和交軸分量是相互耦合的，這會給交流控制器的設(shè)計(jì)帶來一定的難度。因此，需要對式(13)進(jìn)行解耦控制。令

結(jié)合式(13)可得

此時，直軸和交軸并網(wǎng)電流是相互獨(dú)立的，控制變量Δud和Δuq可由電流環(huán)PI調(diào)節(jié)器來控制，如式(16)所示。

4 模糊PI控制器設(shè)計(jì)

傳統(tǒng)的PI控制參數(shù)往往是固定的，不能根據(jù)外部的變化而產(chǎn)生相應(yīng)的調(diào)整，控制作用有限。模糊PI控制能夠彌補(bǔ)以上的不足，適用于非線性和高階系統(tǒng)，能夠根據(jù)系統(tǒng)的特性，對參數(shù)進(jìn)行實(shí)時的調(diào)整修改，增強(qiáng)系統(tǒng)的動態(tài)性能，加快系統(tǒng)的響應(yīng)速度，提高穩(wěn)態(tài)精度[12-17]。

PI參數(shù)模糊自整定(見圖9)的原理如下：在每個周期對并網(wǎng)電流進(jìn)行實(shí)時檢測，將檢測到的并網(wǎng)電流igrid通過反饋電路與電網(wǎng)電流的給定值iref相比較，得到誤差e,將此誤差e分別送給模糊控制器和PI控制器。

圖9 PI控制參數(shù)模糊自整定框圖

模糊控制器會根據(jù)輸入的誤差及誤差的變化率，通過一定的模糊規(guī)則輸出PI參數(shù)的變量ΔKp和ΔKi，然后將該變量送給PI控制器，與預(yù)先設(shè)定好的Kp0、Ki0分別進(jìn)行計(jì)算，從而達(dá)到實(shí)時調(diào)整的效果[18-19]。

根據(jù)誤差e和誤差變換率ec建立的ΔKp和ΔKi模糊規(guī)則表如表1所示。

表1 模糊控制規(guī)則表

誤差e和誤差的變化率de/dt的論域分別是[-150,150]、[-3.5,0.5]，輸出的模糊規(guī)則圖形如圖10、圖11所示。

圖10 輸出變量ΔKp的模糊規(guī)則圖形

圖11 輸出變量ΔKi的模糊規(guī)則圖形

5 仿真結(jié)果與分析

并網(wǎng)電流、電壓的仿真結(jié)果如圖12和圖13所示。A相并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流如圖14所示。通過分析圖14，可以得出：在此控制下，并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流基本能達(dá)到同相位(即以單位功率因數(shù)并網(wǎng))。

圖12 三相逆變器并網(wǎng)電流波形

圖13 三相逆變器并網(wǎng)電壓波形

圖14 A相并網(wǎng)電壓和并網(wǎng)電流

由圖15和圖16可以看出，基于SVPWM調(diào)制的Z源逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)本身諧波含量就比較低，另外將模糊控制應(yīng)用到系統(tǒng)中后系統(tǒng)的總諧波畸變率更是由THD=2.15%下降到1.75%，滿足國家標(biāo)準(zhǔn)(GB/T14549—1993)中，并網(wǎng)總諧波畸變率應(yīng)≤5%的要求，且并網(wǎng)電流質(zhì)量有了較大提升。

圖15 傳統(tǒng)PI控制下并網(wǎng)電流頻譜分析

圖16 模糊PI控制下并網(wǎng)電流頻譜分析

圖17 并網(wǎng)電流突變時仿真波形

當(dāng)輸入電壓由600 V突變到500 V時，Z源網(wǎng)絡(luò)電容電壓出現(xiàn)短暫小幅值的波動后迅速恢復(fù)到675 V并維持穩(wěn)定狀態(tài)，由于逆變器的直流鏈電壓和電容電壓之間存在固定的關(guān)系，所以逆變器交流側(cè)電壓可以保持穩(wěn)定。由此可知，電容電壓控制環(huán)能夠保證系統(tǒng)具有較好的穩(wěn)定性。

分析表明，本文所提的控制方法，一方面可以降低并網(wǎng)電流的諧波畸變率，減小了并網(wǎng)逆變器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時對電網(wǎng)的諧波污染。另一方面控制系統(tǒng)的魯棒性較好，具有快速的動態(tài)響應(yīng)能力，指令電流突變時能夠迅速有效地跟隨。輸入電壓改變時，系統(tǒng)能夠通過快速調(diào)節(jié)，維持并網(wǎng)電流的穩(wěn)定。結(jié)果證明了所提控制方法的可行性和有效性。

6 結(jié) 語

本文分析了Z源逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和升壓原理，對SVPWM調(diào)制方法進(jìn)行了介紹，對Z源逆變器的SVPWM調(diào)制法進(jìn)行了詳細(xì)分析，對雙環(huán)控制中的電流環(huán)進(jìn)行了解耦，并針對傳統(tǒng)雙閉環(huán)PI的不足提出了模糊PI控制策略。通過仿真，表明所提控制方法在抑制諧波、提高并網(wǎng)質(zhì)量和控制精度方面有很大的優(yōu)勢；另一方面系統(tǒng)有優(yōu)良的動態(tài)性能，能夠?qū)崿F(xiàn)快速響應(yīng)。

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Research on Z Source Inverter Grid-Connected System Based on SVPWM and Fuzzy PI Control of Parameter Self-Adjustment

YANG Xuhong, YANG Fengfeng, GUO Kai, XUE Bing, WANG Tianshu

(Shanghai Key Laboratory of Power Station Automation Technology, Automatic Engineering,Shanghai University of Electric Power, Shanghai 200090, China)

Compared with the traditional voltage source inverter (VSI) and current source inverter (CSI), Z-source inverter had the ability like buck-boost conversion and no dead time was needed in phase legs,so high reliability could be achieved. A space vector pulse width modulation (SVPWM) technique was modified to realize the shoot-through zero vectors in the Z-source inverter(ZSI). The Z-source inverter could generate a more ideal sinusoidal AC output voltage and step up the DC-link voltage in any multiple. For the Z-source inverter, the traditional control strategy often used the double loop PI control of outer voltage loop and inner current loop. It was hard to achieve higher control accuracy while using the control of traditional double PI loop and the harmonic distortion rate of grid-connected current was high. According to the limitations of traditional PI control, a fuzzy PI controller was proposed. The controller took advantage of fuzzy control to adjust the PI parameter online according to the error, so as to meet the requirments of optimal performance. Through the simulation experiment the effectiveness and validity of the proposed method were verified.

Z-source inverter; space vector pulse width modulation (SVPWM); fuzzy PI control; shoot-through duty ratio; decouple

國家自然科學(xué)基金(61203224);上海自然科學(xué)基金項(xiàng)目(13ZR1417800);上海市電站自動化技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室開放課題(13DZ2273800);上海市科技創(chuàng)新行動技術(shù)高新技術(shù)領(lǐng)域重點(diǎn)項(xiàng)目(14511101200);上海市重點(diǎn)科技攻關(guān)計(jì)劃(上海市科委地方院校能力建設(shè)項(xiàng)目)(14110500700)

楊旭紅(1969—)，女，教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)橹悄茈娋W(wǎng)控制技術(shù)、新能源發(fā)電及儲能技術(shù)、火電和核電機(jī)組的仿真建模及控制技術(shù)。 楊峰峰(1990—)，男，碩士研究生，研究方向?yàn)閆源逆變器并網(wǎng)控制技術(shù)。

TM 464

A

1673-6540(2017)07- 0059- 07

2016 -11 -07