雷永鋒+孫莉莉+李自成

摘 要： 為了減少車載充電機功率因數校正電路對公共電網的諧波污染，并保證其向后級電路傳送穩(wěn)定的直流電壓，設計了一種以UC3854芯片為核心，采用雙閉環(huán)控制策略的功率因數校正電路。電流內環(huán)控制PWM信號，實現Boost電路輸入電壓與輸入電流的相位相同，電壓外環(huán)控制實現輸出電壓的穩(wěn)定。通過建立功率電路的數學模型，根據傳遞函數的特點設置了電流內環(huán)、電壓外環(huán)補償網絡的參數。最后通過仿真驗證了所有設計參數的正確性，實現了低諧波、低污染和高功率因數的目標。

關鍵詞： APFC； 平均電流控制； 補償網絡； 電路仿真

中圖分類號： TN710.6?34； TM910.6 文獻標識碼： A 文章編號： 1004?373X（2017）14?0178?05

Abstract： In order to reduce harmonic pollution of the vehicle?mounted charger power factor correction circuit to the public power grid and ensure its rearward?stage circuit to transmit a stable DC voltage， a power factor correction circuit with chip UC3854 as its core was designed by means of the dual?loop control strategy. The current inner loop is used to control PWM signal to realize the same phase of Boost circuit input voltage and input current. The voltage outer loop is used to control and achieve a stable output voltage. The parameters of the current inner loop and voltage outer loop compensation network were set according to the power circuit mathematical model and the characteristics of transfer function. The correctness of all design parameters was verified by simulation. The goals of low harmonics， high power factor and low pollution were achieved.

Keywords： APFC； average current control； compensation network； circuit simulation

0 引 言

隨著能源的大量消耗和大氣污染問題的日益嚴重，作為新型交通工具的電動汽車以其節(jié)能環(huán)保的優(yōu)越性能，成為汽車工業(yè)發(fā)展的必然趨勢[1]。充電機作為電動汽車能源補充的重要設備，其技術的發(fā)展是電動汽車商業(yè)化必須解決的關鍵技術之一。而作為充電機前級的功率因數校正電路，其重要的性能就是保證對公共電網的低污染、對后級電路的低諧波直流電壓輸出和高功率因數。Boost?APFC因其在輸入電壓及頻率大范圍變化時能保持較高的輸入功率因數以及輸入電流紋波小而得到廣泛應用。本文設計了基于平均電流的Boost?APFC電路作為電動汽車車載充電機的前級輸入電路[2?3]。

1 工作原理及數學模型的建立

1.1 技術指標

輸入交流電壓為（22020%） V；輸入頻率為（502%） Hz；輸出直流電壓為（4005%） V；最大輸出功率為1 800 W；開關頻率為100 kHz；功率因數PF>0.99；波形畸變THD<5%。

1.2 工作原理

平均電流控制Boost?APFC電路依據其功能和功率等級可以劃分為功率電路和控制電路兩部分。功率電路主要由整流電路和Boost電路組成；控制電路由TI公司的控制芯片UC3854及其外圍電路組成[4]。其結構框圖如圖1所示。

220 V市電經浪涌抑制電路和EMI濾波電路后，經由整流電路得到半正弦波信號，此信號經前饋分壓網絡接至UC3854內部模擬乘法器的輸入端VFF。輸出電壓經采樣電阻分壓反饋至UC3854內部電壓誤差放大器的反向輸入端，與基準電壓Vref比較、放大后送入模擬乘法器。乘法器輸出的iref作為電流環(huán)的基準信號，該信號與采樣的電感電流iL比較得到偏差信號，此偏差信號經鋸齒波信號調制后得到驅動IGBT的PWM信號。從而保證輸入側電流與電壓同相位，實現了功率因數校正[5?6]。

1.3 建立數學模型

在考慮電感繞線電阻和輸出電容的ESR情況下，Boost電路在電流連續(xù)模式（CCM）下有兩種工作模態(tài)。工作模態(tài)1（0

將與作為獨立變量，與作為非獨立變量，可得一個開關周期內端口電壓、電流存在如下關系：

對式（1）各平均變量進行小信號分解，可得：

由于交流分量的幅值遠小于直流分量，所以與可省略，得到直流和小信號等效電路，如圖3所示。

根據CCM模式下的Boost直流等效電路圖與小信號等效電路圖，則控制?輸出傳遞函數為：

通過對控制?輸出傳遞函數的分析，此系統(tǒng)為雙重極點型控制對象，其低頻增益小，并且由于Boost拓撲右半平面零點的存在，高頻增益減小較慢；系統(tǒng)的相位裕量為0°，系統(tǒng)不能達到穩(wěn)定狀態(tài)。因此，平均電流控制系統(tǒng)需要加入一定的環(huán)路補償才能達到系統(tǒng)穩(wěn)定和性能提升的目的。

2 系統(tǒng)參數設計

2.1 功率電路參數設計

整流電路采用整流橋堆，依據技術指標要求及整流橋堆的耐壓值和耐流值選用橋堆KBPC5010。輸入電感L在電路中起到能量傳遞、儲存和濾波的作用，其磁芯材料的選取和導線的繞制決定了性能的優(yōu)劣，因此本文輸入電感L由8股直徑0.3 mm漆包線在鐵硅鋁粉末磁芯上繞制100匝而成。

輸出電容主要起到濾波和儲能的作用，其值主要由輸出電壓保持時間決定，且為滿足輸出紋波要求，選擇7個470 μF高壓大電容并聯以減小ESR。功率開關管和二極管必須滿足電流和電壓的應力要求，本文選取了IXFX32N80P和MUR3060PT[7]。

2.2 控制電路參數設計

平均電流控制模式采用雙閉環(huán)控制，控制系統(tǒng)框圖如圖4所示。其內環(huán)為電流環(huán)，通過調節(jié)控制功率開關管的PWM信號，使電感電流跟隨輸入電壓變化；外環(huán)為電壓環(huán)，通過電壓誤差比較器的輸出改變，提高輸出電壓的穩(wěn)定性。

2.2.1 電流檢測電阻Rs

電流檢測電阻Rs（Ω）上的壓降Vrs作為輸入電流采樣信號輸入到UC3854中，該信號一般取值為1 V。依據采樣電阻可通過的最大電流，得：

2.2.2 乘法器電路的設計

前饋分壓網絡是由電阻RFF1，RFF2，RFF3和濾波電容CFF1，CFF2組成的二階低通濾波器。前饋電壓正比于輸入電壓平均值，當輸入電壓較低時，前饋電壓VFF必須保證能夠達到1.414 V，同時分壓網絡的端電壓則應為7.5 V，則有：

前饋分壓電路的濾波電容由電路輸入電壓諧波決定，前饋分壓電路對總諧波畸變的貢獻被限定為1.5%，整流電路中二次諧波含量大約為66.2%，則輸入諧波失真比例Gff==0.022 7。由此可得濾波電容值（μF）為：

乘法器是功率因數校正電路的核心，其輸出為電感電流正弦化的基準[8]。乘法器的基準信號由整流電壓經電阻RAC和偏執(zhí)電阻RB1分壓得到，RAC（kΩ）表示如下：

式中：為乘法器最大輸入電流，一般取0.6 mA。偏置電阻RB1一般取為0.25RVAC，所以RB1=150 kΩ。在最小輸入電壓時的乘法器最小輸入電流（μA）為：

當輸入電壓最低時，電流誤差放大器同相輸入端電阻Rmo兩端電壓必須與電流檢測電阻Rs在達到電流峰值限制時兩端的電壓相同，則Rmo（kΩ）的取值為：

2.2.3 電流環(huán)補償網絡參數設計

電流內環(huán)完成了電流的正弦整形，電流環(huán)輸入為UC3854控制器乘法器輸出，即為功率因數校正的正弦化基準。通過對功率因數校正電路的建模分析，可以得到電感電流控制的傳遞函數為：

其幅頻特性曲線與傳遞函數Gvd（s）的相似，但不含右半平面零點，因此應對電流環(huán)采用單零點?單極點補償，以達到電流環(huán)響應速度快，控制精確，穩(wěn)定度高的要求。本文電流環(huán)補償網絡采用電流誤差放大器結構。它的反相輸入端設置為電感電流iL，如圖5所示。

2.2.4 電壓環(huán)補償網絡參數設計

對電壓環(huán)進行設計時，將電流環(huán)與負載等效為功率級，對等效功率級的傳遞函數進行補償。本文采用具有限制帶寬增益的單極點補償電路，如圖6所示。

電壓誤差放大器同相輸入為電壓參考值=7.5 V。反相輸入為輸出電壓采樣信號，輸出電壓采樣電阻取511 kΩ，利用可以求得。

電壓誤差放大器補償網絡需要對二次及以上諧波進行濾除以保證輸出電壓的穩(wěn)定。首先電壓誤差放大器輸出所允許的紋波電壓最大值（V）為：

3 電路仿真分析

3.1 補償網絡的頻率特性仿真

通過對功率因數校正電路反饋補償網絡的設計，在MathCAD中建立雙環(huán)控制模型，分別得到電流內環(huán)與電壓外環(huán)的幅相特性如圖7和圖8所示。

由圖7得，經電流環(huán)補償系統(tǒng)低頻段的低頻增益提高到170 dB，能夠較好的減小穩(wěn)態(tài)誤差；在中頻段，斜率為-20 dB/dec并穿越0 dB線的頻段范圍較大，即電流環(huán)存在足夠的增益帶寬，動態(tài)穩(wěn)定性好，并且穿越頻率約為50 kHz，電流環(huán)響應速度快；在高頻段由于補償環(huán)節(jié)的高頻極點的加入，避開了右半平面零點的影響，可以較快地衰減高頻干擾。同時電流環(huán)的相位裕度能夠達到45°，電流環(huán)路達到穩(wěn)定，從而驗證了電流環(huán)補償參數設計的正確性。

由圖8得，電壓環(huán)擁有50 dB低頻增益，約500 kHz的穿越頻率和-40 dB/dec的高頻衰減速度，同時相位裕量大于80°，因電壓環(huán)作用是保證輸出電壓穩(wěn)定，所以電壓環(huán)路的補償參數設計正確。

3.2 功率因數校正單元功能仿真

依據參數設計，在Saber仿真環(huán)境下搭建了基于UC3854的Boost拓撲功率因數校正電路模型[9]，得到如圖9和圖10所示的仿真圖。

從圖9可得，輸出電壓能夠穩(wěn)定工作在400 V左右，測量其電壓紋波值約為10 V，說明Boost電路在UC3854控制下的輸出電壓能夠保持在小紋波穩(wěn)定范圍之內。

圖10中較粗波形為輸入電流波形，較細波形為輸入電壓波形。從圖10中可得輸入電壓與輸入電流經過平均電流控制達到同頻、同相位，實現了功率因數校正的目的。

4 結 語

本文建立了車載充電機功率電路的數學模型，并獲得其控制系統(tǒng)的傳遞函數，通過對傳遞函數的分析，設置了電壓電流環(huán)的補償網絡。并對補償網絡和功率模塊進行了仿真，經驗證實現了輸入電流與輸入電壓同頻同相、低諧波、低污染的目標。

參考文獻

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