嚴(yán) 雯

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所,成都 610036)

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一種寬頻帶可配置數(shù)字射頻調(diào)制的實(shí)現(xiàn)方法*

嚴(yán) 雯**

(中國(guó)西南電子技術(shù)研究所,成都 610036)

針對(duì)航空電子系統(tǒng)能力提升和體積重量功耗的矛盾，提出了一種寬頻帶可配置數(shù)字射頻調(diào)制的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)方法，使用數(shù)字信號(hào)處理的方法實(shí)現(xiàn)調(diào)制和上變頻，將數(shù)字化推進(jìn)到天線接口單元。首先，對(duì)比分析了3種發(fā)射信道的實(shí)現(xiàn)架構(gòu)；其次，基于數(shù)字射頻調(diào)制信道架構(gòu)設(shè)計(jì)了寬頻帶可配置發(fā)射信道；然后,針對(duì)寬頻帶可配置數(shù)字射頻調(diào)制在實(shí)現(xiàn)過(guò)程遇到的問(wèn)題，一一給出了解決方法，即N次諧波調(diào)制技術(shù)、多相采樣降速技術(shù)、最優(yōu)本振選擇方法。實(shí)現(xiàn)結(jié)果表明，相比傳統(tǒng)二次發(fā)射信號(hào)的產(chǎn)生方案，本設(shè)計(jì)能夠產(chǎn)生高質(zhì)量的射頻發(fā)射信號(hào)，幅度誤差僅為1.7%RMS(Percent Root Mean Square)，相位誤差小于1°，誤差向量幅度(EVM)僅為2.345%RMS，并具有寬頻帶優(yōu)良的諧雜波抑制能力。

航空電子系統(tǒng)；軟件無(wú)線電；數(shù)字射頻調(diào)制；寬頻帶可配置信道；多相結(jié)構(gòu)

1 引 言

隨著航空電子系統(tǒng)功能的日益強(qiáng)大和用戶需求的增加，系統(tǒng)功能和體積、重量、功耗的限制沖突越來(lái)越嚴(yán)重，基于軟件無(wú)線電思想設(shè)計(jì)的通用化、標(biāo)準(zhǔn)化、可重構(gòu)系統(tǒng)成為機(jī)載航空電子系統(tǒng)的發(fā)展方向。通信導(dǎo)航監(jiān)視系統(tǒng)是航空電子系統(tǒng)的重要組成部分，主要工作在2 MHz～2.5 GHz，功能復(fù)雜，涵蓋多種波形和技術(shù)體制。為了滿足系統(tǒng)低功耗、小型化、輕量化、通用化、可復(fù)用、可移植的設(shè)計(jì)需求，迫切需要借用軟件無(wú)線電[1]的設(shè)計(jì)思想，設(shè)計(jì)可配置的數(shù)字射頻調(diào)制信道，一方面利用數(shù)字電路代替原有的模擬電路，簡(jiǎn)化電路結(jié)構(gòu)，縮小信道尺寸，降低設(shè)備功耗；另一方面，通過(guò)加載不同的處理軟件，配置不同的信道參數(shù)，實(shí)現(xiàn)不同功能，提高資源的通用性和復(fù)用性。

1996年，為了基于標(biāo)準(zhǔn)的系統(tǒng)架構(gòu)實(shí)現(xiàn)多功能、多頻段、多模式、網(wǎng)絡(luò)化的無(wú)線電系統(tǒng)，支撐美軍下一代電臺(tái)的發(fā)展,美軍提出了聯(lián)合戰(zhàn)術(shù)無(wú)線電系統(tǒng)(Joint Tactical Radio System,JTRS) 。JTRS在通用性和復(fù)用性上做了大量工作，構(gòu)建開(kāi)放的軟/硬件架構(gòu)，制定標(biāo)準(zhǔn)的接口和統(tǒng)一的資源管理，實(shí)現(xiàn)“兩步法發(fā)射和超外差接收”的通用收發(fā)信機(jī)，支持2 MHz～2 GHz頻段內(nèi)包括Link11、Link16、Link22在內(nèi)的多種波形加載，實(shí)現(xiàn)了統(tǒng)架構(gòu)、統(tǒng)硬件和統(tǒng)波形的設(shè)計(jì)初衷。

近兩年來(lái)，ADI公司推出了高集成射頻捷變收發(fā)器[2]，將射頻放大器、模擬濾波器、混頻器、解調(diào)器、頻率合成器等電路集成在一個(gè)芯片中，讓軟件無(wú)線電產(chǎn)生了革命性進(jìn)步，由“兩步法發(fā)射和超外差接收”邁進(jìn)“直接變換發(fā)射和零中頻接收”架構(gòu)。目前，該技術(shù)正在3G、4G移動(dòng)通信和廣播電視通信中推廣應(yīng)用。然而，芯片的高集成度也帶來(lái)通道隔離度等性能指標(biāo)的不足。

數(shù)字射頻調(diào)制是理想的軟件無(wú)線電架構(gòu)，但實(shí)際應(yīng)用很少，僅在短波通信和移動(dòng)通信中偶有研究[3-4]。文獻(xiàn)[3]描述的短波通信工作頻率低，實(shí)現(xiàn)相對(duì)容易。文獻(xiàn)[4]主要基于頻率調(diào)制進(jìn)行設(shè)計(jì)且僅支持1 GHz以內(nèi)信號(hào)的產(chǎn)生，難以將該技術(shù)在不同頻段、不同波形上推廣應(yīng)用。

針對(duì)發(fā)射信道，本文提出一種寬頻段可配置數(shù)字射頻調(diào)制的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)方法，利用高性能數(shù)模轉(zhuǎn)換器(Digital to Analog Converter,DAC)芯片、現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(Field Programmable Gate Array,FPGA)器件和通用數(shù)字信號(hào)處理器(Digital Signal Processor,DSP)芯片搭建通用數(shù)字射頻調(diào)制發(fā)送硬件信道，將數(shù)字化進(jìn)一步向天線孔徑推移；使用數(shù)字信號(hào)處理的方法實(shí)現(xiàn)調(diào)制和上變頻，支持頻段內(nèi)不同頻率、多種應(yīng)用波形的射頻直接調(diào)制。

2 發(fā)射信道架構(gòu)對(duì)比

目前，發(fā)射機(jī)包括兩步法發(fā)射信道、直接變換發(fā)射信道和數(shù)字射頻調(diào)制信道等3種主要架構(gòu)。

2.1 兩步法發(fā)射信道架構(gòu)

兩步法發(fā)射是先在較低的中頻上進(jìn)行調(diào)制，然后將已調(diào)制信號(hào)上變頻搬移到發(fā)射的載頻上。該技術(shù)成熟，廣泛應(yīng)用于航空電子設(shè)備和系統(tǒng)，Collins、Honeywell等廠家研制的各型機(jī)載電臺(tái)就采用了該技術(shù)。在該結(jié)構(gòu)中，需要進(jìn)行兩次模擬變頻處理，大量的模擬器件導(dǎo)致體積尺寸相對(duì)較大。但該技術(shù)采樣速率相對(duì)較低，對(duì)DAC指標(biāo)要求低，性能穩(wěn)定，容易實(shí)現(xiàn)。

2.2 直接變換發(fā)射信道架構(gòu)

直接變換發(fā)射信道架構(gòu)是隨著高集成射頻捷變收發(fā)器的推出，在民用移動(dòng)通信和廣播電視中開(kāi)始使用的架構(gòu)，但在航空電子通信領(lǐng)域還比較少。直接變換發(fā)射主要設(shè)計(jì)思想就是將基帶調(diào)制信號(hào)經(jīng)過(guò)一次模擬混頻上變頻到射頻，架構(gòu)簡(jiǎn)單。但是,該架構(gòu)依托于高集成度、擴(kuò)展功能的DA/AD芯片[2]，性能指標(biāo)基本由芯片指標(biāo)決定，缺乏靈活性。

2.3 數(shù)字射頻調(diào)制信道架構(gòu)

數(shù)字射頻調(diào)制信道架構(gòu)是軟件無(wú)線電的理想架構(gòu)，但實(shí)際應(yīng)用很少。該技術(shù)直接使用數(shù)字信號(hào)處理的方法實(shí)現(xiàn)調(diào)制和上變頻，全數(shù)字處理直接輸出射頻信號(hào)。該架構(gòu)在直接變換發(fā)射信道架構(gòu)的基礎(chǔ)上，完全省去了模擬變頻處理，進(jìn)一步提高了數(shù)字化程度，更加符合理想的軟件無(wú)線電設(shè)計(jì)理念。在該架構(gòu)下，由于使用的數(shù)字載波，根據(jù)Nyquist采樣定律，所需的本振頻率將遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于實(shí)際的載波頻率，將不存在本振頻率牽引問(wèn)題，不會(huì)影響發(fā)射信道的性能指標(biāo)。并且，該架構(gòu)采用全數(shù)字處理直接輸出射頻，能有效避免模擬混頻所帶來(lái)的非線性和噪聲，理論上具有更好的性能。

3種發(fā)射信道架構(gòu)對(duì)比如表1所示。

表1 3種發(fā)射信道架構(gòu)對(duì)比Tab.1 Comparison among three transmission channel architectures

3 總體框架

本文基于數(shù)字射頻調(diào)制信道架構(gòu)進(jìn)行寬頻帶可配置發(fā)射信道設(shè)計(jì)，總體框架如圖1所示。通過(guò)FPGA進(jìn)行全數(shù)字處理，產(chǎn)生指定的基帶調(diào)制波形，支持波形可配置；通過(guò)直接數(shù)字式頻率合成器(Direct Digital Synthesizer,DDS)產(chǎn)生指定波形的符號(hào)速率，支持帶寬可配置；通過(guò)本文所述關(guān)鍵技術(shù)配置多相調(diào)制相位數(shù)、DAC工作頻率、FPGA的工作時(shí)鐘頻率，使得DAC輸出指定的射頻信號(hào)，從而支持射頻頻率可配置。

圖1 數(shù)字射頻調(diào)制發(fā)射信道架構(gòu)示意圖Fig.1 Schematic diagram of digital RF modulation transmission channel architecture

4 關(guān)鍵技術(shù)

寬頻帶可配置數(shù)字射頻調(diào)制在實(shí)現(xiàn)過(guò)程中主要面臨以下問(wèn)題：

(1)根據(jù)Nyquist采樣定律，要支持2 MHz～2.5 GHz的通用寬頻帶信道數(shù)字載波的產(chǎn)生，至少需要5 GHz采樣率的DAC芯片。一方面，目前市面上支持該速率的高性能DAC芯片正處于開(kāi)發(fā)階段，其硬件可靠性和信號(hào)傳輸穩(wěn)定性需要進(jìn)一步驗(yàn)證；另一方面，高性能DAC芯片為國(guó)外芯片，面臨禁運(yùn)風(fēng)險(xiǎn)。因此，面臨的首要問(wèn)題為高性能DAC芯片無(wú)法滿足2 MHz～2.5 GHz頻段內(nèi)數(shù)字載波的產(chǎn)生要求，首要難題是如何使用較低性能的DAC芯片實(shí)現(xiàn)2 MHz～2.5 GHz頻段內(nèi)數(shù)字載波的產(chǎn)生。

(2)目前，雖然高性能DAC芯片支持GHz采樣率，但是FPGA芯片處理能力有限，通常僅支持200 MHz級(jí)別的處理時(shí)鐘。因此，面臨的第二個(gè)難題是如何讓低采樣率的FPGA芯片匹配高速的DA芯片。

(3)對(duì)于寬頻帶可配置發(fā)射信道，產(chǎn)生高質(zhì)量的射頻信號(hào)受載波頻率、多相位數(shù)M、DAC工作頻率等多種因素的影響。因此，面臨的第三個(gè)問(wèn)題是如何選擇最優(yōu)輸入本振，設(shè)計(jì)通用數(shù)字射頻調(diào)制發(fā)射信道，支持不同頻段波形的加載和任意可配。

針對(duì)上述3個(gè)問(wèn)題，本文提出了N次諧波調(diào)制技術(shù)、多相采樣降速技術(shù)、最優(yōu)本振選擇方法3個(gè)關(guān)鍵技術(shù)。

4.1N次諧波調(diào)制技術(shù)

DAC工作時(shí)，輸出模擬信號(hào)頻譜以采樣率為周期呈現(xiàn)諧波分量，不同諧波分量以sinc(x)函數(shù)特性遞衰。定義[(n-1)π,nπ](n≥1)頻帶為第nNyquist區(qū)。對(duì)于常規(guī)DAC轉(zhuǎn)換后的信號(hào)，1 Nyquist區(qū)具有最優(yōu)頻譜特性，2 Nyquist區(qū)和3 Nyquist區(qū)的諧波依次惡化。

N次諧波調(diào)制技術(shù)利用離散信號(hào)在頻域的周期性，共軛對(duì)稱性[5-6]，使用2 Nyquist區(qū)和3 Nyquist區(qū)的諧波分量產(chǎn)生數(shù)字載波?；驹頌椋涸谠蠨A變換的基礎(chǔ)上人為引入高頻分量，抑制1 Nyquist區(qū)的信號(hào)功率，增加諧波在2 Nyquist區(qū)和3 Nyquist區(qū)的增益，從而使得2 Nyquist區(qū)和3 Nyquist區(qū)的諧波具備高增益和優(yōu)良的幅相平衡性。

對(duì)于輸入數(shù)字信號(hào)s[n]，DAC輸出信號(hào)s(t)可以表示為

(1)

式中：s[n]為輸入信號(hào)，Ts為采樣周期。常規(guī)DAC采樣保持方法使用1 Nyquist區(qū)的頻譜分量產(chǎn)生數(shù)字載波，即對(duì)輸入數(shù)字信號(hào)在采樣周期內(nèi)進(jìn)行采樣保持，則對(duì)應(yīng)的頻率響應(yīng)函數(shù)為

H(j2πf)=Ts×sinc(fTs)×e-j2πf×Ts/2。

(2)

DAC通過(guò)雙倍速率(Double Data Rate,DDR)的方式對(duì)數(shù)字信號(hào)進(jìn)行正反相處理，在原有DA變換的基礎(chǔ)上人為引入高頻分量，稱為MIX模式,即上升沿獲取輸入采樣數(shù)據(jù)，下降沿生成反相采樣數(shù)據(jù)。采樣處理過(guò)程描述如圖2所示。

圖2 DAC芯片MIX模式采樣處理示意圖Fig.2 MIX-mode waveforms of DAC

上述處理過(guò)程得到DAC的頻率響應(yīng)函數(shù)為

H(j2πf)=T1·sinc(fT1)·e-j2πf×T1/2-(Ts-T1)·sinc(f(Ts-T1))·e-j2πf×(Ts+T1)/2。

(3)

當(dāng)T1=Ts/2時(shí)，得到

(4)

DAC在常規(guī)和MIX模式下的頻率響應(yīng)仿真圖如圖3所示。由圖可知，MIX模式下最大增益輸出區(qū)間位于采樣率fs附近。

圖3 DAC常規(guī)和MIX模式頻率響應(yīng)圖Fig.3 Frequency response of DAC with normal and MIX mode

4.2 多相采樣降速技術(shù)

為了讓低采樣率的FPGA芯片匹配高采樣率的DAC芯片，本文基于多相載波技術(shù)在FPGA芯片上對(duì)數(shù)字信號(hào)進(jìn)行了采樣降速處理。

多相采樣降速技術(shù)利用FPGA芯片提供的高速并串轉(zhuǎn)換能力，讓L路相同頻率、不同相位的低采樣率載波信號(hào)合成1路高采樣率數(shù)字載波信號(hào)，從而在低采樣率的FPGA芯片實(shí)現(xiàn)高速率的數(shù)字載波信號(hào)。低采樣率載波信號(hào)的采樣率為高采用率載波信號(hào)的1/L。多相采樣降速技術(shù)原理如圖4所示。其中，多相載波的產(chǎn)生利用多相DDS完成。在本設(shè)計(jì)中，多相DDS使用一個(gè)積分器+L路移相器和查表構(gòu)成，生成L路并行的正余弦信號(hào)，用以完成對(duì)基帶信號(hào)的數(shù)字變頻。

在本設(shè)計(jì)的多相DDS中，由于載波頻率可能位于第1～3 Nyquist區(qū)，等效多相載波頻率需要分別考慮，經(jīng)分析多相DDS頻率控制字C僅決定于載頻fc和采樣頻率fs，按照如下公式進(jìn)行計(jì)算：

(5)

式中：N是積分器位寬，為偶數(shù);L表示多相載波的總相位數(shù)。

對(duì)應(yīng)的第i個(gè)移相器輸出的相位值Pi的計(jì)算方程為

Pi=PI+(i-1)·fc·2N/fs,1≤i

(6)

式中：PI是DDS的積分器輸出相位。

已調(diào)數(shù)字信號(hào)需要使用反sinc(x)函數(shù)進(jìn)行幅相均衡濾波，濾波器的多相分解推導(dǎo)如下：

對(duì)于數(shù)字信號(hào)x[n]，濾波響應(yīng)函數(shù)可以表示為

(7)

式中：N為濾波器長(zhǎng)度。如果將h(n)按照下列的排列分成L個(gè)組，并設(shè)N為L(zhǎng)的整數(shù)倍，即N/L=Q，Q為整數(shù)，則

(8)

(9)

從而得到幅相均衡濾波器的多相實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)，如圖5所示。

圖5 幅相均衡濾波器的多相實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)Fig.5 Amplitude and phase equalization filter structure

4.3 最優(yōu)本振選擇方法

經(jīng)過(guò)前面分析可知，理論上可以利用N次諧波調(diào)制和多相采樣降速技術(shù)，采用數(shù)字射頻調(diào)制信道架構(gòu)產(chǎn)生2 MHz～2.5 GHz內(nèi)的射頻信號(hào)。但在實(shí)際應(yīng)用中，產(chǎn)生高質(zhì)量的射頻信號(hào)受載波頻率fc、多相位數(shù)L、DAC工作頻率fs等多種因素的影響。特別是利用2 Nyquist、3 Nyquist區(qū)頻譜產(chǎn)生射頻信號(hào)，其雜散、平坦度等指標(biāo)很大程度與fs的選擇密切相關(guān)。同時(shí)，考慮避免鏡像頻譜疊加并方便高效帶通濾波器的設(shè)計(jì)，以獲得最佳的信號(hào)質(zhì)量。

一種最優(yōu)本振選擇步驟如下：

Step 1 根據(jù)已知的射頻載波頻率fc，DAC器件支持的最大工作時(shí)鐘頻率Fmax，計(jì)算決定DAC工作頻率參考值fr。根據(jù)兩者數(shù)值的相對(duì)大小，結(jié)合工程經(jīng)驗(yàn)，采用如下選取方程：

(10)

Step 2 根據(jù)DAC工作頻率參考值fr，結(jié)合FPGA能夠滿足時(shí)序約束的穩(wěn)定工作時(shí)鐘頻率范圍，確定基帶多相調(diào)制所采用的相位數(shù)L，其中為L(zhǎng)偶數(shù)，考慮到實(shí)現(xiàn)難度，L選取不大于16。

Step 3 根據(jù)已選多相調(diào)制相位數(shù)L和DAC工作頻率參考值fr，確定頻率綜合器的輸出時(shí)鐘，即DAC的采樣時(shí)鐘fs，進(jìn)而得到對(duì)應(yīng)FPGA的工作時(shí)鐘頻率fF，其中，

fs=L×fF

(11)

且滿足

(L-1)×fF

(12)

對(duì)于寬頻帶可配置數(shù)字射頻調(diào)制信道，可利用時(shí)鐘處理芯片，對(duì)給定的基準(zhǔn)晶振頻率，基于上述方法進(jìn)行本振配置，用以保證生成高質(zhì)量射頻信號(hào)。

5 實(shí)驗(yàn)性能測(cè)試

按照上述設(shè)計(jì)，本文搭建了支持2 MHz～2.5 GHz頻段、10 MHz信號(hào)帶寬的數(shù)字射頻直接調(diào)制發(fā)送信道。

首先，以載波為2.086 92 GHz的BPSK調(diào)制信號(hào)為例，對(duì)輸出射頻信號(hào)進(jìn)行頻譜分析和矢量信號(hào)分析。圖6為輸出單載波頻譜圖，在50 MHz帶寬內(nèi)觀測(cè)，輸出雜散抑制優(yōu)于68 dB，具有很好的寬帶雜波抑制能力。

圖6 雜散頻譜圖Fig.6 Spurious spectrum

圖7為在相同射頻頻率下調(diào)制信號(hào)，輸出射頻信號(hào)的幅度誤差僅為1.7%RMS(Percent Root Mean Square)，相位誤差小于1°，誤差向量幅度(Error Vector Magnitude,EVM)僅為2.345%RMS，具有很好的信號(hào)質(zhì)量。

圖7 數(shù)字射頻調(diào)制信號(hào)矢量分析圖Fig.7 Vector analysis of digital RF modulation

然后，通過(guò)設(shè)置不同的符號(hào)速率、射頻頻率、調(diào)制方式，對(duì)本方法與傳統(tǒng)兩步法發(fā)射信道架構(gòu)下的實(shí)現(xiàn)進(jìn)行了性能對(duì)比，結(jié)果如表2所示。

表2 發(fā)射信號(hào)質(zhì)量對(duì)比Tab.2 Transmit signal quality comparison

從表2中可以看出，隨著符號(hào)速率、調(diào)制階數(shù)的增加，本方法和傳統(tǒng)兩步法所輸出的調(diào)制信號(hào)質(zhì)量均呈現(xiàn)下降趨勢(shì),而發(fā)射頻率的變化對(duì)信號(hào)質(zhì)量的影響相對(duì)較小。這是由于符號(hào)速率、調(diào)制階數(shù)的增加會(huì)引起符號(hào)速率與系統(tǒng)時(shí)鐘的比率升高，從而導(dǎo)致量化噪聲惡化，引起射頻輸出性能下降。對(duì)比兩種方法的測(cè)試結(jié)果可以看出，在相同條件下，本方法輸出信號(hào)的幅度誤差、相位誤差、EVM等指標(biāo)明顯優(yōu)于傳統(tǒng)兩步法，具有更優(yōu)良的性能。傳統(tǒng)兩步法發(fā)射信道架構(gòu)在實(shí)際工程中由于受制于放大器非線性、噪聲疊加、群時(shí)延等影響，指標(biāo)在傳遞過(guò)程中逐級(jí)惡化，輸出的射頻信號(hào)指標(biāo)會(huì)有不同程度的下降。而本設(shè)計(jì)的數(shù)字射頻直接調(diào)制架構(gòu)，使用數(shù)字信號(hào)處理的方法實(shí)現(xiàn)調(diào)制和上變頻，消除了模擬電路帶來(lái)的信道惡化，因此，發(fā)射信號(hào)質(zhì)量遠(yuǎn)優(yōu)于傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法。

6 結(jié) 論

本文提出了一種寬頻段可配置數(shù)字射頻調(diào)制的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)方法，采用N次諧波調(diào)制技術(shù)、多相采樣降速技術(shù)、最優(yōu)本振選擇方法等關(guān)鍵技術(shù)，克服了實(shí)現(xiàn)性難題，實(shí)現(xiàn)了調(diào)制和上變頻的數(shù)字化，完全消除了模擬電路帶來(lái)的信道惡化。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，使用本設(shè)計(jì)生成的射頻調(diào)制信號(hào)，相比傳統(tǒng)方法，各方面指標(biāo)更優(yōu)。本方法滿足通用化、可復(fù)用、可移植的設(shè)計(jì)需求，支持頻段內(nèi)不同頻率、不同速率、不同應(yīng)用波形的配置，可應(yīng)用于不同領(lǐng)域的通信發(fā)射系統(tǒng)中，對(duì)于數(shù)字化發(fā)射機(jī)的實(shí)現(xiàn)和軟件無(wú)線電的推廣應(yīng)用具有重要意義。

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An Implementation Method of Digital RF Modulation Based on Wideband Reconfigurable Channel

YAN Wen

(Southwest China Institute of Electronic Technology,Chengdu 610036,China)

In order to improve the capability of avionics system under limited size,weight and power,this paper proposes a design method of wideband reconfigurable digital radio frequency(RF) modulation,in which the digitalization is pushed to the antenna interface unit so that both the baseband and up-conversion are realized through digital signal processing. First,three transmission architectures are comparatively analyzed. Then the wideband reconfigurable transmitter framework is proposed based on the digital RF modulation transmission channel architecture. Key techniques such asN-time harmonic modulation technique,poly-phase down-sampling technique,and optimal local oscillator selection method are adopted to solve the problems in the implementation process. The results indicate that this design has better performance than traditional method.The magnitude error of RF transmitting signal is only 1.7%RMS(Percent Root Mean Square),phase error less than 1°,error vector magnitude(EVM) 2.345%RMS,and wider span of clean spectrum is achieved.

avionics system；software defined radio;digital radio frequency modulation;wideband reconfigurable channel;poly-phase structure

10.3969/j.issn.1001-893x.2017.07.011

嚴(yán)雯.一種寬頻帶可配置數(shù)字射頻調(diào)制的實(shí)現(xiàn)方法[J].電訊技術(shù)，2017,57(7):795-800.[YAN Wen.An implementation method of digital RF modulation based on wideband reconfigurable channel[J].Telecommunication Engineering,2017,57(7):795-800.]

2017-04-06；

2017-06-01 Received date:2017-04-06；Revised date：2017-06-01

TN836

A

1001-893X(2017)07-0795-06

嚴(yán) 雯(1983—)，女，四川高縣人，2009年于電子科技大學(xué)獲碩士學(xué)位，現(xiàn)為工程師，主要研究方向?yàn)楹娇胀ㄐ畔到y(tǒng)總體設(shè)計(jì)。

Email:yanwen9@126.com

**通信作者：yanwen9@126.com Corresponding author：yanwen9@126.com