汲德明，任一峰，韓天寶，李陽

(中北大學 計算機與控制工程學院，太原 030051)

DSP的有源鉗位反激式光伏并網逆變器設計*

汲德明，任一峰，韓天寶，李陽

(中北大學 計算機與控制工程學院，太原 030051)

本文設計了一套以TI公司的TMS320F28335浮點型DSP為控制核心的單相光伏并網微型逆變器，光伏電池輸出的直流電經交錯并聯反激式變換器轉換為2倍于電網頻率的正弦雙半波電流，再用極性反轉橋將正弦雙半波電流轉換為與電網同頻同相的交流電并入電網。采用有源鉗位電路能使MOSFET管實現零電壓開關(ZVS)。提出的一種改進型擾動觀察法，可提高MPPT效率。樣機實驗波形表明，該光伏逆變器輸出電流諧波含量較少，能夠向電網輸送高質量的電能。

TMS320F28335；有源鉗位電路；反激式變換器；光伏并網逆變器

引 言

隨著能源枯竭與環(huán)境污染的日益加重，新能源的利用引起了人們的關注。光伏并網發(fā)電系統(tǒng)以其體積小、便于維護和污染小等優(yōu)點成為解決能源危機的理想方案之一[1]。

本文以TI公司的TMS320F25335DSP為控制核心，設計了一套功率為248 W微型光伏并網逆變器，采用有源鉗位電路吸收反激式變壓器的漏感；全橋逆變電路采用SPWM技術進行控制；鎖相環(huán)采用DSP軟件鎖相控制[2]。

經過試驗驗證,該逆變器符合GB/T 30427-2013標準。

1 微逆變器系統(tǒng)電路拓撲結構

反激式變換器輸出的峰值功率等于并網逆變器輸出的峰值功率，采用交錯并聯方式時變壓器的峰值功率能成倍減小，從而減小變壓器的體積和磁芯損耗。交錯并聯方式還能使變壓器副邊等效開關頻率成倍提高，減小輸出濾波器體積和輸出電流高頻紋波。交錯并聯反激式光伏并網逆變器拓撲如圖1所示。

圖1 交錯并聯反激式光伏并網逆變器拓撲

有源鉗位交錯并聯反激式光伏并網逆變器的拓撲：兩個交錯并聯反激變換器分別為Flyback1和Flyback2，其相位相差180°，利用高頻斬波升壓，將光伏電池板的直流電轉換為2倍于電網頻率的正弦雙半波電流，再由后級極性反轉橋將雙半波電流轉換為與電網同頻同相的交流電；有源鉗位能夠吸收反激式變壓器的漏感；采用LC濾波[3]。

2 有源鉗位電路工作原理

反激式變換電路中變壓器的漏感會使開關器件在關斷時形成高峰電壓，極大地增加了開關器件的電壓應力，嚴重時會擊穿開關器件。然而當電路中增加有源鉗位電路后則能回收漏感，使本來對電路有危害的能量反饋給輸入端，提高變換器轉換效率[4]。

本設計采用的低邊有源鉗位電路，在一個開關周期內，有源鉗位電路可以分為 6 個工作狀態(tài)，各階段等效電路如圖2所示。其中，VPV為光伏電池輸出電壓，主開關管Q1為N溝道MOSFET；輔助開關管Q2為P溝道MOSFET，T為反激變壓器，Lleakage為漏感，Cclamp為鉗位電容，VD為二次側續(xù)流二極管，VD1和VD2為MOS管的并聯二極管，C1和C2為MOS管的并聯電容，C為二次側儲能電容，R為負載。

圖2 有源鉗位反激電路關鍵波形

① 模態(tài)1[t0,t1]：t0時刻Q1開通、Q2關斷，變壓器T輸出電壓為負，二極管D反向偏置。此間，輸出電容提供負載所需能量。有源鉗位反激變換器工作模態(tài)如圖3所示。

圖3 有源鉗位反激變換器工作模態(tài)

② 模態(tài)2[t1,t2]：t1時刻Q2關斷，Lleakage、Lm和C1發(fā)生諧振，利用勵磁電流給結電容C1充電，直到t2時刻上升到PVinput+Vout/N(即PV輸入電壓與整流折射電壓的和，N是T的匝數比))。在此期間，T輸出端電壓由正轉負，輸出二極管D正向偏置，磁芯中存儲的能量通過VD2傳到次級，為C充電并給負載提供能量。

③ 模態(tài)3[t2,t3]：t2時刻VD1導通，輔助Q2能在零電壓下導通。又Cclamp?C1，在此期間Lleakage、Lm和Cclamp發(fā)生諧振，給Cclamp充電。隨著鉗位電容兩端電壓升高，變壓器二次感應電壓隨之緩慢上升，當超過瞬時電網電壓時，變壓器二次側VD導通。

④ 模態(tài)4[t3,t4]：t3時刻VD導通，Lleakage和Cclamp發(fā)生諧振，使電流iL由正變負，二次側輸出電流由于受到Lm影響以正弦規(guī)律變化。iL方向在改變之前Q2導通，即實現ZVS。

⑤ 模態(tài)5[t4,t5]：t4時刻Q2關斷，使Cclamp關斷，同時Lm和C1發(fā)生諧振，變壓器一次側電壓仍被大電網鉗制，當流經Lm的電流等于流經Lleakage的電流時，變壓器二次側電流較少至零，VD反向截止。

⑥ 模態(tài)6[t5,t6]：t5時刻Lm和C1發(fā)生諧振，C1開始放電，C2開始充電，當C1放電等于零時，VD1導通，為Q1的零電壓導致提供條件。至此Q1開通后，完成一個開關周期，t6時刻開始重復以上過程。

3 變步長擾動觀察MPPT算法

MPPT是光伏電池和反激變換器之間的控制算法，當外界因素(光照、溫度等)發(fā)生變化時，能使DC-DC轉換器工作在MPPT處。擾動觀察法相對于其他MPPT控制算法，控制策略簡單高效，且成本相對較低。為解決擾動觀察法存在跟蹤速度與控制精度之間的矛盾，本文提出一種簡單高效的變步長擾動觀察法，其控制思想是將步長設定在一定范圍內，不僅能防止步長過小影響跟蹤速度，還能防止步長過大影響控制精度[5]。光伏電池輸出功率P與占空比D關系如圖4所示。

圖4 光伏電池輸出功率P與占空比D關系

由圖4可知， |dP/dD|的取值會隨著接近最大功率點處而減小，因此可得實時步長為：d(k+1)=ε|ΔP|/d(k) ，式中：d(k+1)為占空比D的調整步長，ε為靈敏度系數[6]。

由上式可知，擾動步長隨著ΔP的減小而減小；當ΔP較大時，擾動步長會增大，由此可以較快地實現MPPT。ε反映了控制精度，ε越大時控制精度越高，ε取值應根據當前系統(tǒng)的需求選取。

變步長擾動觀察法的算法流程圖如圖5所示。首先，檢測當前光伏電池輸出工作電壓U(k)、工作電流I(k)，計算得出輸出功率P(k)，與前一時刻的輸出功率P(k-1)比較得ΔP=P(k)-P(k)。當ΔP>0，繼續(xù)當前擾動方向，當ΔP<0時，改變當前擾動方向；變量flag代表擾動步長的符號位，決定了占空比D 的擾動方向，取-1或1[7]。變步長擾動觀察法流程圖如圖5所示。

圖5 變步長擾動觀察法流程圖

同時改變溫度和光照強度后，從圖6的仿真結果可知系統(tǒng)在0.06 s左右搜索到MPP，并保持穩(wěn)定。光伏電池的輸出電壓和輸出電流，在系統(tǒng)到達MPP后也保持穩(wěn)定狀態(tài)。

圖6 光伏電池輸出功率、電壓、電流仿真波形

4 系統(tǒng)硬件實現

反激式變換器高頻為高頻環(huán)節(jié)，采用PWM方式控制，開關頻率為100 kHz；全橋逆變?yōu)楣ゎl頻率，采用雙極性SPWM方式控制。其中開關器件需要進行隔離驅動[8]。系統(tǒng)硬件結構如圖7所示。

圖7 系統(tǒng)硬件結構

4.1 去耦電容設計

由于光伏電池板輸入端需要加去耦電容以降低光伏電池板的紋波電壓，實現最大功率利用率[9]。光伏電池板紋波電壓越大，系統(tǒng)工作點離MPP越遠，紋波電壓公式：

(1)

其中，α、β為二階泰勒多項式系數，KPV是利用因數，PMPP是光伏電池板最大輸出功率，UMPP是最大輸出電壓。

由上所述得滿足紋波規(guī)范的電容：

(2)

4.2 反激變壓器設計

反激式變壓器的匝數比關系式為：

(3)

式中電網尖峰電壓UPEAK=311V，光伏電池板最小輸出電壓UPV=18V，由于有源鉗位電路會在關斷期間去除變壓器磁芯的能量，選擇占空比Dmax=0.75。為留出裕量，變壓器匝數比N≈7，初級匝數為6[10]。

鉗位網絡的諧振頻率為：

(4)

4.3 系統(tǒng)工作模式選擇

反激式逆變器工作在DCM模式下控制簡單、成本較低，在傳統(tǒng)DCM模式中加入輸出電流采樣環(huán)節(jié)，取其絕對值與電流基準比較，再將誤差經PI調節(jié)后與三角載波交接產生正弦脈沖波，由此改為閉環(huán)控制策略。SPLL由DSP的eCAP模塊對電網電壓信號進行軟硬件交互效驗，再通過數模轉換，由軟件實現鎖相環(huán)[11]。DCM模式控制策略如圖8所示。

圖8 DCM模式控制策略

4.4 直流電壓、電流采樣電路

系統(tǒng)的采樣電路通過電壓和電流傳感器檢測到光伏電池板的的電壓UPV和電流IPV信號，再經過信號調理電路送給DSP的A/D采樣端口。直流電壓、電流采樣電路如圖9所示。

圖9 直流電壓、電流采樣電路

4.5 電網電壓過零點采樣電路

通過電壓傳感器檢測電網電壓Uac送到DSP的A/D端口，將電網電壓值按比例輸出給比較器，得到的偏差值經過限幅傳送給DSP的CAP端口。當方波為上升沿時既認為此時電網電壓過零點，DSP產生中斷子程序會把正弦表復位，重復執(zhí)行以上動作。電網電壓過零點采樣電路如圖10所示。

圖10 電網電壓過零點采樣電路

4.6 逆變輸出電流檢測電路

通過電流傳感器檢測到全橋逆變輸出電流Iout，信號經過調理電路后被送入DSP的A/D轉換端口[12]。逆變電流檢測電路如圖11所示。

圖11 逆變電流檢測電路

5 實驗結果

基于以上理論分析，在實驗室搭建一臺以TMS320F28335為控制核心的248 W樣機進行試驗驗證。逆變器輸入直流電壓為32 V，主開關頻率為100 kHz，漏感Lleakage=1.3 mH，濾波電感Lf=1 mH，濾波電容Cf=10 μF。電網側實際電壓為238 V，電網電壓頻率50 Hz。

圖12為反激式變壓器初級電壓up、次級電壓us、輸出電流is和電網電壓ug波形。由圖可知反激變換器輸出電流為2倍于電網頻率的正弦雙半波(即“饅頭波”)。

圖12 反激變壓器波形

對交錯并聯反激變換器其中一個有源鉗位電路測試，如圖13所示，由鉗位管Q2開通與關斷時刻的源漏電壓與驅動波形可知，主開關關斷瞬間的電壓尖峰被抑制，同時電壓也被鉗位，基本實現了主開關管ZVS。

圖13 有源鉗位波形

經過反轉橋再作濾波后，逆變器輸出電流與電網電壓并網波形呈現同頻同相的正弦波，THD約為2.8%，如圖14所示。

圖14 逆變器輸出電流與電網電壓波形

圖15 實測逆變器效率曲線

當逆變器并網后，測得不同輸出功率的效率曲線如圖15，滿載時效率達到93.8%，半載功率也到達了90.5%。半載時效率相較于滿載下降是由于磁芯損耗、驅動損耗等硬件消耗量增加所致。

結 語

[1] 張興，曹仁賢.太陽能光伏并網發(fā)電及其逆變控制[M].北京：機械工業(yè)出版社，2010.

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[4] 王志彬.光伏微逆變器和優(yōu)化器的研究[D].揚州：揚州大學，2013.

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[9] 張錦吉,王小彬,毛行奎.交錯反激微功率光伏并網逆變器的設計[J].電力電子技術，2013,47(4)：43-45.

[10] 藍舟.反激式光伏并網逆變器的研究[D].杭州：杭州電子科技大學，2013.

[11] 彭敏.反激型光伏并網微型逆變器研究[D].長沙：中南大學，2013.

[12] 王璐.微型光伏并網逆變器研究[D].南京：南京航空航天大學，2012.

汲德明(碩士研究生)，研究方向為電氣傳動與控制、光伏并網微型逆變器；任一峰(教授)，研究方向為電氣傳動與控制、先進控制技術、復雜系統(tǒng)仿真與控制等。

Active-clamp Flyback Type PV Grid-connected Inverter Based on DSP

Ji Deming,Ren Yifeng,Han Tianbao,Li Yang

(School of Computer Science and Control Engineering,North University of China,Taiyuan 030051,China)

In the paper,a set of single-phase PV grid micro inverter with TI company TMS320F28335 floating-point DSP as the control core is designed.The DC output of photovoltaic cells is converted to 2 times the grid frequency sinusoidal double-half-wave current by staggered parallel flyback converter.And then the polarity reversal bridge will convert the sinusoidal double-half-wave current into AC power as the same frequency and phase with grid into the grid.The use of active clamp circuit enables the MOSFET to achieve zero voltage switching(ZVS).The improved perturbation observation method can improve the efficiency of MPPT.The experimental waveforms show that the PV inverter output current harmonic content is little,which can deliver high-quality electrical energy to the grid.

TMS320F28335;active clamp circuit;flyback converter;PV grid-connected inverter

山西省基礎研究計劃項目(2015011043)；中北大學自然科學研究基金項目(XJJ2016032)；中北大學研究生科技立項項目(20161353)。

TP334

A

迪娜

2016-12-19)