陳國定，周 凱，宋 迪，李 俊，繆克俊(浙江工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，浙江 杭州 310023)

市電平衡式光伏發(fā)電系統(tǒng)雙PWM變流器的研究

陳國定，周 凱，宋 迪，李 俊，繆克俊
(浙江工業(yè)大學(xué) 信息工程學(xué)院，浙江 杭州 310023)

針對市電平衡式光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)之間存在能量雙向流動問題，研究雙PWM變流器控制.根據(jù)三相雙PWM變流器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)搭建了基于dq坐標(biāo)的數(shù)學(xué)模型，并結(jié)合空間矢量調(diào)制、三相鎖相環(huán)設(shè)計(jì)了系統(tǒng)的雙閉環(huán)控制策略及雙PWM變流器的協(xié)調(diào)控制策略.根據(jù)系統(tǒng)功率平衡的實(shí)際需求，設(shè)計(jì)了直流側(cè)電容、交流側(cè)濾波電感的參數(shù).仿真和實(shí)驗(yàn)樣機(jī)驗(yàn)證了系統(tǒng)控制策略的有效性及雙PWM變流器實(shí)現(xiàn)市電平衡式光伏發(fā)電系統(tǒng)中功率平衡的可行性.

光伏發(fā)電；能量雙向流動；PWM變流器；雙閉環(huán)控制；參數(shù)設(shè)計(jì)

隨著能源危機(jī)日漸加劇，太陽能因其分布廣泛、清潔無污染等優(yōu)勢得到廣泛關(guān)注.目前對光伏發(fā)電的研究主要集中在光伏并網(wǎng)技術(shù)上，已有許多光伏發(fā)電站進(jìn)入投產(chǎn)階段[1]，而對于小型光伏逆變系統(tǒng)中能量雙向流動的問題還停留在研究階段[2].在市電平衡式光伏發(fā)電系統(tǒng)中，光伏電池板經(jīng)逆變后得到的交流輸出給特定負(fù)載供電，但光伏輸出功率與負(fù)載所需功率不平衡會造成能源浪費(fèi)、負(fù)載工作不穩(wěn)定等問題.則當(dāng)負(fù)載所需的功率大于光伏電池輸出的功率時(shí)，系統(tǒng)需從電網(wǎng)汲取不足的功率保證負(fù)載的穩(wěn)定運(yùn)行；反之，系統(tǒng)將光伏板輸出多余的功率反饋至電網(wǎng)，充分利用太陽能，實(shí)現(xiàn)功率平衡.因此，實(shí)現(xiàn)光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)之間的功率平衡是目前需要解決問題，而實(shí)現(xiàn)功率平衡的關(guān)鍵在于實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)與電網(wǎng)之間的能量雙向流動.

隨著電力電子技術(shù)的不斷發(fā)展，雙PWM變流器因具備能量雙向流動、交流側(cè)功率因數(shù)可調(diào)、直流電壓可調(diào)以及輸出諧波含量少等優(yōu)點(diǎn)[3]，在太陽能、風(fēng)能等各個(gè)領(lǐng)域中得到了越來越廣泛的應(yīng)用.文獻(xiàn)[4-5]研究了背靠背雙PWM變流器的數(shù)學(xué)模型和控制策略，證明雙PWM變流器具有可同時(shí)實(shí)現(xiàn)交流側(cè)電壓跟蹤、直流側(cè)電壓恒定以及功率四象限獨(dú)立調(diào)節(jié)的控制功能；文獻(xiàn)[6]利用雙PWM變流器接入配電網(wǎng)，用于改善微網(wǎng)的電壓質(zhì)量，減少電網(wǎng)污染.結(jié)合以上理論研究，針對市電平衡式光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)之間存在能量雙向流動問題，以三相雙PWM變流器為研究對象，根據(jù)電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)構(gòu)建數(shù)學(xué)模型，設(shè)計(jì)基于PI控制的雙閉環(huán)控制策略.同時(shí)根據(jù)并網(wǎng)系統(tǒng)的實(shí)際需求進(jìn)行參數(shù)的選擇.最后搭建了三相雙PWM變流器控制系統(tǒng)實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，通過仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證控制策略的正確性，滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求.

1 三相雙PWM變流器數(shù)學(xué)模型

三相電壓型雙PWM變流器主電路拓?fù)淙鐖D1所示，該電路采用完全對稱的結(jié)構(gòu)，由2個(gè)三相PWM整流器VSC1和VSC2組成，通常是一個(gè)處在整流狀態(tài)，而另一個(gè)則工作在逆變狀態(tài)，通過直流支撐電容C連接，構(gòu)成了AC-DC-AC的能量流動.為了穩(wěn)定直流母線電壓，直流支撐電容通常采用大容量進(jìn)行儲能濾波.由于兩個(gè)PWM變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)完全對稱，主要針對VSC1建立數(shù)學(xué)模型.

圖1 三相雙PWM變流器主電路拓?fù)銯ig.1 Main circuit topology of three-phase Dual PWM converter

三相PWM整流器VSC1采用可控器件IGBT與反并聯(lián)的續(xù)流二極管構(gòu)成開關(guān)元器件，為了避免系統(tǒng)出現(xiàn)短路，在建立系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型之前，首先定義對應(yīng)的邏輯開關(guān)函數(shù)Si(i=a,b,c)其表達(dá)式為

(1)

為了便于分析，暫不考慮交流側(cè)濾波電容Cr.圖1中：Esa，Esb，Esc為交流側(cè)三相電動勢；ia，ib，ic為交流側(cè)三相電流；Udc為直流側(cè)直流電壓；idc為直流側(cè)負(fù)載電流；C為直流側(cè)支撐電容；L為交流側(cè)濾波電感，R為線路等效內(nèi)阻.通過對交流側(cè)三相電流的采樣，經(jīng)過Clarke和Park變換，得到了基于兩相dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型為

(2)

式中：ud=Udcsd，uq=Udcsq；id，iq分別為ia，ib，ic的dq軸分量；sd，sq分別為sa，sb，sc的dq軸分量；ed，eq分別為Esa，Esb，Esc的dq軸分量.則VSC1系統(tǒng)模型結(jié)構(gòu)如圖2所示.

圖2 同步旋轉(zhuǎn)dq坐標(biāo)系下的三相PWM整流器的數(shù)學(xué)模型Fig.2 Mathematical model of three-phase PWM rectifier based on synchronous rotatingd-qcoordinate system

根據(jù)電網(wǎng)電壓定向的矢量控制(VOC)的控制思想[7]，在三相PWM整流器系統(tǒng)中，忽略系統(tǒng)電路內(nèi)部損耗，設(shè)定直流電壓Udc恒定的情況下，根據(jù)瞬時(shí)功率理論計(jì)算可得VSC1的有功功率P和無功功率Q表達(dá)式為

(3)

2 三相雙PWM變流器的控制策略

三相PWM整流器VSC1控制采用雙閉環(huán)控制，其中采用直流側(cè)輸出電壓反饋?zhàn)鳛橥猸h(huán)控制，用來確定交流側(cè)電流id，iq的目標(biāo)參考值；采用交流側(cè)電流反饋?zhàn)鳛閮?nèi)環(huán)控制，用于控制輸出的調(diào)制電壓.

根據(jù)式(2)表明：三相PWM整流器的dq軸電流，不僅受控制量ed，eq的影響，還受電流交叉耦合項(xiàng)ωLid，ωLiq，等效內(nèi)阻上的電壓降Rid，Riq以及電網(wǎng)電壓ud，uq的影響.為實(shí)現(xiàn)對dq軸電流的有效控制，消除dq軸之間的電流耦合和電網(wǎng)電壓擾動，將式(2)改寫成

(4)

其中：

(5)

將式(5)代入式(2)可得交流側(cè)電壓參考值為

(6)

根據(jù)式(6)，結(jié)合三相鎖相環(huán)及空間矢量調(diào)制(SVPWM)可以得到帶解耦和電網(wǎng)電壓擾動補(bǔ)償?shù)娜郟WM整流器雙閉環(huán)控制原理圖[10]，如圖3所示.

圖3 三相PWM整流器雙閉環(huán)控制原理圖Fig.3 Double closed loop control principle diagram of three-phase PWM rectifier

三相雙PWM變流器(VSC1和VSC2)兩側(cè)都采用電網(wǎng)電壓定向的矢量控制，其中VSC1采用電壓電流雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)，用于維持直流母線電壓的穩(wěn)定，并且調(diào)節(jié)交流側(cè)的功率因數(shù)；而VSC2采用電流內(nèi)環(huán)的單閉環(huán)結(jié)構(gòu)，主要用來調(diào)節(jié)兩側(cè)有功功率與無功功率的流動方向.通過上述分析可知：由于加入了前饋解耦，因此最終可以通過控制交流側(cè)三相電流的dq軸分量id，iq就能夠?qū)崿F(xiàn)對有功功率P和無功功率Q的控制.

3 控制系統(tǒng)電路的參數(shù)設(shè)計(jì)

根據(jù)設(shè)計(jì)的實(shí)際需求，設(shè)定部分參數(shù)：額定功率P=600 W；交流側(cè)額定相電壓E=110 V；交流側(cè)額定相電流I=1.818 A；額定頻率f=50 Hz.主拓?fù)潆娐分谐舜_定三相整流橋外，還需要對直流側(cè)支撐電容及交流側(cè)濾波電感等參數(shù)進(jìn)行確定和計(jì)算.

3.1 直流側(cè)電容參數(shù)設(shè)計(jì)

直流側(cè)電容主要用來穩(wěn)定直流母線電壓，緩沖交流側(cè)與直流側(cè)之間的能量流通.需要根據(jù)主電路對直流側(cè)電壓跟蹤要求以及提高電壓外環(huán)的抗擾動能力的要求來選取電容.

3.1.1 滿足主電路對直流側(cè)電壓跟蹤要求

為滿足主電路跟蹤要求，需要提高電壓外環(huán)響應(yīng)速度，直流側(cè)應(yīng)盡量選擇小容量的電容.當(dāng)直流側(cè)電壓未達(dá)到額定電壓時(shí)，由于限幅作用，外環(huán)PI控制器輸出已飽和，此時(shí)整流器直流側(cè)將以最大限幅電流Idm對電容進(jìn)行充電其動態(tài)過程表現(xiàn)為

(7)

(8)

根據(jù)實(shí)際應(yīng)用中各參數(shù)選取方法[11]，化簡可得

(9)

3.1.2 滿足抗干擾性的要求

三相整流器直流側(cè)電容選取盡量大來限制負(fù)載擾動引起的直流電壓的動態(tài)壓降，利用動態(tài)過程中的電容充放電來計(jì)算直流電容的大小，計(jì)算公式為

(10)

式中：P為三相逆變器額定功率；Ts為開關(guān)周期；ΔVmax為負(fù)載擾動時(shí)直流電壓的最大動態(tài)壓降.

根據(jù)式(9，10)確定直流側(cè)電容的大致范圍，經(jīng)過計(jì)算選用直流側(cè)電容為C=1 410 μF(耐壓450 V)，結(jié)合實(shí)際指標(biāo)，并聯(lián)3個(gè)C=470 μF(耐壓450 V)電解電容代替大電容.

3.2 交流側(cè)濾波電感參數(shù)設(shè)計(jì)

交流側(cè)濾波電感的設(shè)計(jì)在雙PWM變流器的控制系統(tǒng)中非常重要[12]，它主要作用：濾除交流側(cè)PWM諧波電流，減少對電網(wǎng)的諧波污染；實(shí)現(xiàn)三相PWM整流器的四象限運(yùn)行；提高控制系統(tǒng)穩(wěn)定性.因此，交流側(cè)的濾波電感的參數(shù)設(shè)計(jì)需要滿足兩種情況.

1)滿足三相PWM整流器工作時(shí)的功率因數(shù)能夠覆蓋-1～1，實(shí)現(xiàn)四象限運(yùn)行.三相PWM整流器矢量關(guān)系圖如圖4所示，其中PWM整流器的功率因數(shù)角為φ，θ=90°-φ，根據(jù)余弦定理可得

|U|2=|E|2+|UL|2-2|E|2|UL|2cosθ=|E|2+|UL|2-2|E|2|UL|2sinφ

(11)

圖4 三相PWM整流器矢量關(guān)系圖Fig.4 Vector diagram of three-phase PWM rectifier

將|UL|=ωL|I|代入式(11)，進(jìn)一步化簡可得

(12)

式中：ω=2πf；Em為電網(wǎng)相電動勢峰值；Im為電網(wǎng)相電流峰值；Um為三相PWM整流器交流側(cè)的相電壓峰值.結(jié)合考慮SVPWM的調(diào)制方式

(13)

將式(13)代入式(12)可得

(14)

2)滿足電感濾除紋波的要求.三相交流側(cè)電感的最小值由交流側(cè)電流紋波ΔiL決定，ΔiL一般取10%～20%的額定電流.根據(jù)交流側(cè)的最大輸出電流紋波ΔiLmax，結(jié)合跟蹤性要求，可獲得的參數(shù)下限為

(15)

根據(jù)式(14，15)，取φ=0，Ts=100 (s，ΔiLmax=20%|I|=0.36 A，最終選擇交流側(cè)濾波電感值為L=10 mH(耐流5 A).

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

三相雙PWM變流器可以作為不同相位、頻率和幅值的彼此獨(dú)立的兩個(gè)電網(wǎng)的端口，實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動.根據(jù)上述三相雙PWM變流器的控制策略及計(jì)算電路參數(shù)，首先在simulink環(huán)境下對系統(tǒng)進(jìn)行建模仿真驗(yàn)證.系統(tǒng)參數(shù)在實(shí)際需求的基礎(chǔ)上，取交流側(cè)濾波電感L=10 mH；交流側(cè)等效電阻R=0.1 Ω；直流側(cè)電容C=1 410 μF；直流側(cè)電壓Udc=3E=330 V；PWM開關(guān)頻率f=10 kHz.此外，為了區(qū)分市電平衡式光伏發(fā)電系統(tǒng)中光伏逆變輸出側(cè)與電網(wǎng)是兩個(gè)不同的電源，設(shè)定VSC1的電壓頻率為50 Hz，相位為0；VSC2的電壓頻率為60 Hz，相位為π/2.

首先給定三相雙PWM變流器控制系統(tǒng)的VSC1啟動時(shí)處于整流狀態(tài)，在0.15 s時(shí)從整流狀態(tài)切換到逆變狀態(tài)，在0.3 s時(shí)在從逆變狀態(tài)切換回整流狀態(tài)，VSC2工作在VSC1的逆狀態(tài).圖5，6分別表示直流母線電壓、VSC1和VSC2的A相交流電壓電流的工作狀態(tài)，可以看出三相雙PWM變流器可以在整流與逆變的狀態(tài)之間相互切換，實(shí)現(xiàn)能量雙向流動.

圖5 直流母線電壓波形圖Fig.5 Waveform of DC bus voltage

圖6 VSC1和VSC2的A相交流電壓電流波形圖Fig.6 Voltage and current waveform of phase A in VSC1 and VSC2

圖7為三相雙PWM變流器VSC1和VSC2的功率流動圖，從圖7中可以看出：二者無功功率為0，有功功率為600 W，實(shí)現(xiàn)了解耦功率控制.同時(shí)VSC1工作在整流狀態(tài)時(shí)，VSC2工作在逆變狀態(tài)，二者有功功率相反，表明能量由VSC1流向VSC2，而0.15 s后二者進(jìn)行了反向傳輸，充分驗(yàn)證了控制策略的正確性，符合系統(tǒng)功率平衡的要求.

圖7 三相雙PWM變流器VSC1和VSC2的功率波形圖Fig.7 Power waveform of three-phase Dual PWM converter in VSC1 and VSC2

最后根據(jù)計(jì)算的參數(shù)搭建了樣機(jī)，為了符合實(shí)際需求，這里設(shè)定VSC1和VSC2的頻率均為50 Hz.為了便于分析，將得到的波形圖建立坐標(biāo)系得到如圖8所示，其中圖8(a，b)分別表示VSC1工作在整流狀態(tài)VSC2工作在逆變狀態(tài)下的電壓電流波形，從圖8中可以看出：直流側(cè)電壓在330 V保持穩(wěn)定，VSC1的交流側(cè)電流與電壓同相位，功率因數(shù)為1，VSC2的交流側(cè)電流與電壓相位相反，功率因數(shù)為-1，符合系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求.

圖8 VSC1工作在整流狀態(tài)VSC2工作在逆變狀態(tài)下的電壓電流波形Fig.8 Voltage and current waveform with VSC1 in rectifier state and VSC2 in inverter state

5 結(jié) 論

針對市電平衡式光伏發(fā)電系統(tǒng)與電網(wǎng)之間存在能量雙向流動問題，采用雙向PWM變流器，分析了其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，建立了系統(tǒng)數(shù)學(xué)模型，搭建了電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制模型，提高了直流側(cè)電壓利用率，實(shí)現(xiàn)了解耦控制.在理論研究的基礎(chǔ)上，設(shè)計(jì)了控制系統(tǒng)中包括直流側(cè)電容、交流側(cè)濾波電感在內(nèi)的參數(shù)，保證系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行.經(jīng)仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了系統(tǒng)控制策略的正確性，能夠?qū)崿F(xiàn)三相雙PWM變流器系統(tǒng)的能量雙向流動，滿足實(shí)現(xiàn)功率平衡的實(shí)際需求，并保證系統(tǒng)工作在高功率因數(shù)下，該實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)對于市電平衡式光伏發(fā)電系統(tǒng)的研究具有一定的促進(jìn)意義.

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(責(zé)任編輯：陳石平)

Research on dual PWM converter of balanced photovoltaic power generation system in city electricity

CHEN Guoding, ZHOU Kai, SONG Di, LI Jun, MIAO Kejun
(College of Information Engineering, Zhejiang University of Technology, Hangzhou 310023, China)

In view of the problem of two-way flow of energy between balanced photovoltaic power generation system in city electricity and the grid, the control of dual PWM converter is studied. The mathematical model based ond-qaxis is set up according to the circuit topology of three-phase dual PWM converter, and the double closed loop control strategy of system and dual PWM converter coordinated control strategy are designed combining with the space vector modulation, three-phase digital phase-locked loop. The parameters of DC side capacitor and AC side filer inductor are designed according to the actual demand of system power balance. Simulation and experimental results verify the effectiveness of the system control strategy and the feasibility of the dual PWM converter to achieve the power balance in balanced photovoltaic power generation system in city electricity.

photovoltaic power generation; two-way flow of energy; PWM converter; double closed loop control; design of parameters

2016-09-13

浙江省大學(xué)生科技創(chuàng)新活動計(jì)劃(新苗人才計(jì)劃)資助項(xiàng)目(2016R403092)

陳國定(1962—)，男，浙江寧波人，教授，博士，主要從事電力電子技術(shù)和光伏逆變技術(shù)方面的研究等，E-mail：gdchen@zjut.edu.cn.

TK514

A

1006-4303(2017)02-0147-06