呂艷玲　盧健強　鮑杰

摘要：首先從電壓型變換器的基本原理出發(fā)分析了雙饋風力發(fā)電網(wǎng)側(cè)變換器的基本結構，建立了網(wǎng)側(cè)變換器分別在三相靜止坐標系和dq坐標系下的數(shù)學模型。然后在網(wǎng)側(cè)變換器的dq坐標模型的基礎上采用電網(wǎng)電壓定向矢量控制策略，介紹了其基本原理與實現(xiàn)方案。最后，利用mat-lab/simulink搭建了SVPWM、Park、控制系統(tǒng)等電力電子模型，在該模型上采用矢量控制策略進行了變換器在整流和逆變兩種工作狀態(tài)下的仿真，仿真結果表明，其控制策略具有良好的動態(tài)響應，而且通過選取合適的電感、電容，可以使網(wǎng)側(cè)電流快速的進入穩(wěn)定狀態(tài)，且波形相對平滑，諧波含量較小，直流側(cè)電壓也可以很快進入穩(wěn)定值，超調(diào)量小。

關鍵詞：網(wǎng)側(cè)變換器；矢量控制；控制策略；SVPWM

中圖分類號：TM46 文獻標志碼：A 文章編號：1007-2683（2017）01-0027-08

0 引言

隨著風力發(fā)電技術的興起，風電變流器的控制技術成為當今的研究熱點。在雙饋風力發(fā)電系統(tǒng)中，由于雙饋發(fā)電機的轉(zhuǎn)差功率在轉(zhuǎn)子與電網(wǎng)之間雙向流動，這就要求變流器的網(wǎng)側(cè)變換器，既要能夠工作于整流狀態(tài)，又要能夠工作于逆變狀態(tài)。實現(xiàn)對網(wǎng)側(cè)變換器準確控制是雙饋風力發(fā)電系統(tǒng)變速恒頻發(fā)電的關鍵技術之一。PWM變換器的控制技術是風力發(fā)電技術的核心技術之一，PWM變換器已對傳統(tǒng)的相控及二極管整流器進行了全面改進。其關鍵性的改進在于用全控型功率開關管取代了半控型功率開關管或二極管，以PWM斬控整流取代了相控整流或不控整流。因此，PWM變換器可以取得以下優(yōu)良性能：①網(wǎng)側(cè)電流近似正弦波；②網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)控制（如單位功率因數(shù)控制）；③電能雙向傳輸；④較快的動態(tài)響應。目前PWM變換器根據(jù)對輸入電流的控制主要有兩種方法，一是文提出的通過控制PWM變換器的交流側(cè)電壓，使其與電網(wǎng)電壓保持一定的幅值和相位關系，進而間接控制網(wǎng)側(cè)輸入電流相位，這種通過交流側(cè)電壓來間接控制電流的方法叫間接電流控制，也稱為幅相控制，該方法具有簡單的控制結構和良好的開關特性，靜態(tài)性能良好，檢測量少，無需電流傳感器，成本低，易于數(shù)字化實現(xiàn)，適用于對控制性能和動態(tài)響應要求不高的場合，具有良好的工程實用價值；二是文提出的通過直接控制網(wǎng)側(cè)交流電流跟蹤指令電流的方式，來實現(xiàn)控制目的的直接控制電流的方法，直接電流控制以快速電流反饋控制為特征，這類控制可以獲得較高品質(zhì)的電流響應，但控制結構和算法十分復雜，而且由于該方法增加了電流互感器，因此控制器成本會增大。此外，還有基于瞬時功率理論的控制方法，以有功和無功功率為控制對象的直接功率控制，如文提出的直接功率控制，但是DPC（直接功率控制）控制在靠近基本電壓矢量的地方容易出現(xiàn)無功功率失控現(xiàn)象，導致網(wǎng)側(cè)電流和直流電壓出現(xiàn)較大波動。文提出無需同步旋轉(zhuǎn)坐標變換和SVPWM調(diào)制的定開關頻率的預測直接功率控制，可獲得較好的穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，但該方法運算量大，矢量選擇比較復雜，存在矢量租用時間為負的問題。文提出一種基于滑模變結構控制的直接功率控制，但存在抖動問題，會影響系統(tǒng)的性能和穩(wěn)定性。此外控制技術主要有：①電流滯環(huán)控制；②智能控制；③矢量控制技術。電流滯環(huán)控制是一種電流直接控制方式，雖然結構簡單，穩(wěn)定性好，但是滯環(huán)電流控制的最大缺點是開關頻率不固定，開關頻率會隨著滯環(huán)寬度和實際輸入電流而變化，這對變換器的EMI設計帶來了很大的困難。近年來，一些學者提出了大量的將非線性智能控制理論運用于PWM變換器控制中的算法，包括基于李亞普諾夫穩(wěn)定定理控制方法、模糊控制方法、遺傳算法和人工神經(jīng)網(wǎng)絡的控制方法。與傳統(tǒng)方法相比，這些智能控制算法雖然無需建立變換器精確的數(shù)學模型和動態(tài)模型，但是控制復雜，而且在實際的工程應用中相對不成熟。矢量控制，技術成熟，控制靈活，而且通過矢量控制技術，可以方便的實現(xiàn)解耦控制。PWM變換器運行動態(tài)效果好壞，調(diào)制算法也是關鍵之一，常見的調(diào)制算法主要有載波調(diào)制法、正弦脈寬調(diào)制（SPWM）和空間電壓矢量調(diào)制（SVPWM）。3種調(diào)制算法中，空間電壓矢量調(diào)制是基于伏秒平衡原理的調(diào)制方式，在每個開關周期，用相鄰兩個有效開關矢量和零矢量來等效三相橋臂終端電壓矢量，沒有明顯的載波，具有直流電壓利用率高，諧波小等優(yōu)點。

因此綜合考慮，本文采用間接電流控制方法，并且是基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制策略，建立的PWM變換器仿真模型是基于PI調(diào)節(jié)器的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，可實現(xiàn)無靜差控制，該系統(tǒng)采用電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制，將電網(wǎng)電壓定向在兩相旋轉(zhuǎn)坐標系的d軸矢量上，雙閉環(huán)輸出的信號經(jīng)過脈寬調(diào)制轉(zhuǎn)化為脈沖信號從而驅(qū)動IGBT的導通，達到控制的目的。在調(diào)制方法上采用空間電壓矢量調(diào)制（SVPWM），并且通過選取合適的濾波電感、濾波電容，可以使網(wǎng)側(cè)電流諧波含量較小，直流側(cè)母線電壓快速準確的穩(wěn)定在給定值，且超調(diào)量小。

1 網(wǎng)側(cè)變換器數(shù)學模型及工作原理

三相電壓型PWM變換器的主電路拓撲結構如圖1所示。該電路主要包括三相交流電壓源、交流側(cè)電感、電阻、全控開關器件IGBT和直流側(cè)電解電容。u_a、u_b、u_c分別為三相電網(wǎng)相電壓；i_a、i_b、i_c分別為網(wǎng)側(cè)輸入的三相電流；U_dc為變換器直流側(cè)電壓；L為交流側(cè)濾波電感；R為等效電阻；i_L為直流側(cè)負載電流；C為直流側(cè)電容。

為了簡化計算，對該模型進行如下假設：

1）交流側(cè)電源為三相平穩(wěn)的純正弦波電動勢。

2）功率開關管為理想器件，沒有過渡過程，其通斷由開關函數(shù)描述。

3）網(wǎng)側(cè)變換器直流母線電壓保持穩(wěn)定。

4）網(wǎng)側(cè)濾波電感L是線性的，且不考慮飽和。

三相電壓型SVPWM變換器的數(shù)學模型是采用開關函數(shù)描述的數(shù)學模型，假設主電路的開關器件可視為理想開關，其通斷可以用開關函數(shù)S_K來描述，為了避免出現(xiàn)短路故障，圖1中上下兩個功率開關管的導通是互補的，即上橋臂開關管導通時，其對應的下橋臂功率開關管是關斷的，對三相電壓型SVPWM變換器寫出其對應的邏輯開關函數(shù)為

（1）

根據(jù)以上假設、開關函數(shù)及PWM主電路拓撲結構可得網(wǎng)側(cè)變換器在三相靜止坐標系下的數(shù)學模型，即：

（2）式（2）寫成矩陣形式如下：

（3）

在矢量控制中坐標變換作為一種工具是必不可少，三相靜止坐標系ABC到兩相靜止坐標系αβ的變換矩陣即3s/2s如下：

（4）

兩相靜止坐標系到兩相任意旋轉(zhuǎn)坐標系幽的變換矩陣即2s12r變換如下：

（5）式中：θ為d軸與α軸之間的夾角，θ=ωt，ω為dq坐標系空間旋轉(zhuǎn)角速度。對式（3）應用坐標變換，經(jīng)過clark變換和park變換可得兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標系下的PWM數(shù)學模型，如下：

（6）

2 網(wǎng)側(cè)變換器控制策略

整流器的控制目標一是輸入電流，二是輸出電壓，其中輸入電流的控制是整流系統(tǒng)控制的關鍵所在。首先采用PWM整流器的主要目的是將交流電轉(zhuǎn)化為直流，而且三相電壓型PWM變換器可以實現(xiàn)能量的雙向流動。其次，對輸入電流的有效控制的實質(zhì)是對變換器能量流動的有效控制，即控制了輸出電壓?；谶@個觀點，可以將整流器的控制分成間接電流控制和直接電流控制兩大類。本文采用間接電流控制方法，對整流器直流側(cè)電壓穩(wěn)定控制的同時，實現(xiàn)高功率因數(shù)下能量雙向流動。如何控制輸入電流，得到理想的功率因數(shù)以及實現(xiàn)直流母線電壓穩(wěn)定和能量的雙向流動，根本任務在于得到各功率開關器件的控制規(guī)律和通斷時間。本文利用空間電壓矢量脈寬調(diào)制原理（SVPWM），通過空間電壓矢量PWM控制，在整流器交流側(cè)生成幅值、相位受控的正弦PWM電壓，該電壓與電網(wǎng)電動勢共同作用于整流器交流側(cè)控制電感，實現(xiàn)輸入電流可控。針對雙饋發(fā)電機網(wǎng)側(cè)變換器的矢量控制策略主要有兩種類型：電網(wǎng)電壓定向控制（voltage oriented control，VOC）和虛擬電網(wǎng)磁鏈定向控制（virtual flux oriented control，VFOC）。本文采用電網(wǎng)電壓定向控制，電網(wǎng)電壓定向控制策略依據(jù)文獻提出的網(wǎng)側(cè)變換器的數(shù)學模型，將兩相同步坐標系d軸定向于電網(wǎng)電壓矢量方向上的一種控制策略。電網(wǎng)電壓定向控制策略相對簡單，開關頻率固定，可以采用先進的SVPWM調(diào)制技術。利用文提出的數(shù)學模型，簡化控制算法，應用空間坐標變換，將同步旋轉(zhuǎn)坐標dq坐標系d軸定向于電網(wǎng)電壓矢量u_s方向上，則d軸表示有功分量參考軸，而q軸表示無功分量參考軸。此時，電網(wǎng)電壓的q軸分量為零。為了實現(xiàn)單位功率因數(shù)，無功電流分量值設為零。得電網(wǎng)電壓的dq分量為

（7）

利用網(wǎng)側(cè)變換器在兩相同步旋轉(zhuǎn)dq坐標系下的數(shù)學模型，可得輸入電流滿足：

（8）式中：u_dr、u_qr，為變流器交流側(cè)電壓的d、q軸風量；u_dr=S_dU_dc；u_qr=S_qU_dc；S_d、S_q為開關函數(shù)；L平波電抗；U_dc為電容兩端的電壓ω₁為同步角速度。上式表明d、q軸電流除受控制量u_dr、u_qr的制約外，還受交叉耦合項ω₁Li_d、ω₁Li_q和電網(wǎng)電壓的影響。將上式改寫為

（9）

其中dq坐標系下，網(wǎng)側(cè)變換器相對于電網(wǎng)的有功功率和無功功率分別為

（10）

為了實現(xiàn)單位功率因數(shù)，無功電流分量參考值設為零，所以Q=0。P>0時，表示變換器工作于整流狀態(tài)，從電網(wǎng)吸收能量；當P<0時，表示變換器工作于逆變狀態(tài)，能量從變換器返回電網(wǎng)。根據(jù)以上數(shù)學表達式推導以及網(wǎng)側(cè)變換器的數(shù)學模型可得到圖2所示控制原理結構圖.

整個控制系統(tǒng)為雙閉環(huán)結構，外環(huán)為電壓環(huán)、內(nèi)環(huán)為電流環(huán)。直流環(huán)節(jié)給定電壓u^*_dc和反饋電壓u_dc相比較后的誤差經(jīng)PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)輸出i^*_d，而i^*_q則由功率因數(shù)的性質(zhì)決定。在雙PWM型變換器作為雙饋風力發(fā)電勵磁電源時實行單位功率因數(shù)控制，即i^*_q=0。i^*_d、i^*_q分別與對應的反饋值i_d、i_q相比較后的誤差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)后輸出u'_dr、u'_qr，再與各自的解藕補償項△u_dr、△u_qr和電網(wǎng)電壓擾動前饋補償項u_d、u_q相運算后得到變換器交流側(cè)參考電壓u⁹_dr、u^*_qr參考電壓u^*_dr、u^*_qr經(jīng)坐標變換后得到αβ坐標系中的分量值u^*_αr、u^*_βr由此進行SVPWM調(diào)制，產(chǎn)生驅(qū)動信號實現(xiàn)對網(wǎng)側(cè)變換器的控制。

3 仿真分析

雙饋風力發(fā)電網(wǎng)側(cè)變換器仿真模型如下：

根據(jù)上述仿真模型可以得到整流和逆變時不同電感和電容時A相電流波形圖、A相電流對應頻譜圖以及直流側(cè)電壓波形圖，直流側(cè)電壓指令值為500 V。圖4～圖9為整流時波形圖，圖10～圖15為逆變時波形圖。

由圖4、5、8、10、11、14可以看出，無論整流還是逆變，電感選取不同對網(wǎng)側(cè)電流以及直流側(cè)電壓都會產(chǎn)生很大影響。當電感選取盡量小時，電流波動較小，而且可以快速進入穩(wěn)態(tài)，當電感選取較大時電流波動較大，而且進入穩(wěn)態(tài)的時間較長，甚至不能進入穩(wěn)態(tài)。從圖5和11可以看出，電感較大時，高次諧波電流含量相對較少，但是電感較大會影響直流側(cè)電壓穩(wěn)定效果，從圖8和14可以看出，電感較大時會大大影響直流側(cè)電壓進入穩(wěn)態(tài)的速度，在逆變時電感較大導致直流側(cè)電壓不能穩(wěn)定在給定值。從圖6、7、9、12、13、15可以看出，不同電容對網(wǎng)側(cè)電流和直流側(cè)電壓也會有很大影響。通常為滿足系統(tǒng)對直流電壓的快速跟蹤控制，要求主電路的直流側(cè)電容應選取的盡量小，從圖9和圖15可以看出無論整流還是逆變，電容選取不同導致直流側(cè)電壓穩(wěn)定在給定值的時間也會不同，超調(diào)量也有一定差距。從圖6、7、12、13看出小電容的選取可以使網(wǎng)側(cè)電流不僅波動較小，而且進入穩(wěn)態(tài)的時間短，諧波含量少。由于綜合考慮到直流側(cè)電壓快速跟蹤性、網(wǎng)側(cè)電流波動小快速進入穩(wěn)態(tài)、電流諧波含量較少等要求，因此本文選取電感，J=4 mH，c=2 200 uF進行仿真分析。

根據(jù)上述分析，仿真參數(shù)選取如下進行單獨的整流和逆變。

1）整流仿真參數(shù)如下：電源相電壓220 V，頻率50 Hz；交流側(cè)電阻R=0.4 Q，電感L=4 mH；仿真時間t=0.5 s；電容C=2 200μF；電壓指令值500 V，初始電壓為500 V；負載電阻50Ω；無功電流的指令值為0。

2）逆變仿真參數(shù)如下：電源相電壓220 V，頻率50 Hz；交流側(cè)電阻R=0.4 Q，電感L=4 mH；仿真時間t=0.5 s；電容C=2 200μF；電壓指令值500 V；負載電阻50Ω，直流母線側(cè)加電壓800 V；無功電流的指令值為0。

根據(jù)上述數(shù)據(jù)得到的仿真波形圖如圖16～圖19，其中圖16和圖17為整流時的波形圖，分別為整流時網(wǎng)側(cè)A相電壓和電流波形圖，整流時網(wǎng)側(cè)變換器相對于電網(wǎng)的有功功率、無功功功率；圖18和圖19為逆變時的波形圖，分別為逆變時網(wǎng)側(cè)A相電流和電壓，逆變時網(wǎng)側(cè)變換器相對于電網(wǎng)的有功功率、無功功功率。

由圖16～圖19可見，由于仿真時無功功率參考值設置為0，因此圖（17）和圖（19）中無功功率Q的值0，即實現(xiàn)單位功率因數(shù)下整流和逆變運行；當處于單位功率因數(shù)運行的時候，相電流的基波是一個正弦波形且頻率和電網(wǎng)頻率相同，同時從圖可見當網(wǎng)側(cè)變換器整流狀態(tài)運行時，其交流側(cè)電流與電網(wǎng)電壓同相位，有功功率P>0，表示能量是流出電網(wǎng)的，變換器從電網(wǎng)吸收能量；當網(wǎng)側(cè)變換器逆變狀態(tài)運行時，其交流側(cè)電流與電網(wǎng)電壓反相位，P<0，能量從變換器流入電網(wǎng)。這說明三相電壓型PWM變換器具有能量雙向流動的能力。

為了分析整流和逆變的切換效果，利用上述仿真模型對整流和逆變的切換過程進行了仿真分析，仿真時間t=0.8 s。0.4 s之前進行整流工況運行，0.4 s時進入逆變狀態(tài)運行，得到的仿真波形圖如下：圖20為網(wǎng)側(cè)電壓和電流的波形圖，圖21為網(wǎng)側(cè)電流經(jīng)過坐標變換后的dq軸電流，圖22為網(wǎng)側(cè)變換器相對于電網(wǎng)的有功功率、無功功功率波形圖，圖23為直流側(cè)電壓波形圖。

從圖20中可以看出，當0.4 s發(fā)生逆變時，網(wǎng)側(cè)電流相位可以快速的發(fā)生180°的變化，而且電流可以在短時間內(nèi)進入穩(wěn)定狀態(tài)，說明所建立的三相電壓型PWM變換器仿真模型可以實現(xiàn)整流和逆變之間的有效切換，并且響應速度較快。從圖21和圖22可以看出，電流Id的變化趨勢與有功變化趨勢一致，Iq變化趨勢與無功Q一致，驗證了電網(wǎng)電壓定向控制下，有功由Id控制而與Iq無關，即調(diào)節(jié)Id的大小就可以改變有功功率P的大小，同理無功功率是通過Iq來進行調(diào)節(jié)，說明電流矢量的d、q軸電流實際上分別代表了網(wǎng)側(cè)變換器的有功電流和無功電流，而且Id從正變化為負，表示能量的流動方向發(fā)生了改變。圖22中有功的改變沒有影響無功的變化，說明利用矢量控制策略，可以有效的實現(xiàn)有功無功的解耦控制。由圖23可知無論是整流還是逆變運行，直流側(cè)電壓都能很好地保持在500V給定值，在運行狀態(tài)改變后能很快地重新回到給定值，動態(tài)響應速度較快，超調(diào)量小。

4 結論

本文分析了雙饋異步風力發(fā)電機網(wǎng)側(cè)變換器的結構及其工作原理，建立了三相靜止坐標系下和兩相旋轉(zhuǎn)坐標下的數(shù)學模型，著重介紹了三相PWM整流器的控制策略，并對網(wǎng)側(cè)變換器進行了仿真分析，驗證了在電網(wǎng)電壓定向控制策略下，采用SVP—WM（空間電壓矢量脈寬調(diào)制）技術，所建立的三相電壓型PWM變換器仿真模型可以有效的實現(xiàn)在整流和逆變之間切換，而且利用矢量控制策略可以達到解耦控制目的，使復雜的控制問題簡單化。當網(wǎng)側(cè)變換器運行于單位功率因數(shù)的整流或逆變狀態(tài)時，通過選取合適的濾波電感以及濾波電容，可以使網(wǎng)側(cè)電流動態(tài)響應快而且諧波含量較少，對電網(wǎng)污染較小，并且直流側(cè)電壓動態(tài)響應較好，可以快速穩(wěn)定在給定值且超調(diào)量小。研究得出三相電壓型PWM變換器可以實現(xiàn)能量的雙向流動，為風力發(fā)電的運行提供理論依據(jù)。

（編輯：溫澤宇）