趙梓旭， 宋小慶， 魏有財(cái)， 王慕煜

(陸軍裝甲兵學(xué)院控制工程系， 北京 100072)

可見光通信(Visible Light Communication, VLC)具有傳輸效率高、保密性能好、頻譜資源充裕，安全、綠色、無輻射以及有效節(jié)能等優(yōu)點(diǎn)[1]。該技術(shù)采用強(qiáng)度調(diào)制/直接檢測(Intensity Modulate/Direct Detective, IM/DD)的調(diào)制方式，通過正實(shí)信號驅(qū)動LED發(fā)光，運(yùn)用開關(guān)鍵控(On-Off Keying, OOK)和脈沖位置調(diào)制(Pulse Position Modulation, PPM)等單載波調(diào)制技術(shù)，可以有效地進(jìn)行光通信[2-3]。隨著裝甲車內(nèi)通信速率和帶寬需求不斷增加，車內(nèi)多陣列光源產(chǎn)生的多徑效應(yīng)會引起碼間串?dāng)_(Inter Symbol Interference, ISI)。因此，人們開始研究能夠提高帶寬、實(shí)現(xiàn)高速率傳輸和抵抗多徑失真的相關(guān)技術(shù)，如均衡、編碼調(diào)制、波分復(fù)用以及多輸入多輸出(Multiple-Input Multiple-Output, MIMO)技術(shù)等。因正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing, OFDM)技術(shù)可有效地解決頻率選擇性衰落和窄帶干擾問題，抵抗多徑干擾和提升系統(tǒng)的通信速率[4-5]，且具有較高的頻譜利用率，被廣泛用于VLC系統(tǒng)中。由于VLC系統(tǒng)中LED光源只能傳輸正值信號，因此需對OFDM頻域信號結(jié)構(gòu)進(jìn)行改進(jìn)，如直流偏置光正交頻分復(fù)用(DC-biased Optical OFDM, DCO-OFDM)和非對稱限幅光正交頻分復(fù)用(Asymmetrically Clipped Optical OFDM, ACO-OFDM)等。WU等[6]提出了一種自適應(yīng)OFDM調(diào)制系統(tǒng)，采用16-QAM子載波調(diào)制技術(shù)提升了室內(nèi)無線光通信信道的吞吐量。CHEN等[7]對ACO-OFDM與DCO-OFDM光通信系統(tǒng)進(jìn)行了研究對比，通過對4-QAM調(diào)制技術(shù)下的功率效率、截?cái)嘈盘柕慕y(tǒng)計(jì)學(xué)特性和接收端有效的信噪比等參數(shù)進(jìn)行仿真分析，驗(yàn)證了OFDM技術(shù)的有效性。SULTAN等[8]通過DCO-OFDM光通信系統(tǒng)的光照約束條件來確定最優(yōu)的直流偏置與信號功率，尋取最優(yōu)誤比特率(Bit Error Rate, BER)性能。上述研究均采用調(diào)制階數(shù)較低的子載波調(diào)制方法，沒有從減小碼間串?dāng)_的角度去考慮VLC-OFDM技術(shù)。鑒于此，筆者針對車內(nèi)多光源陣列下高速VLC系統(tǒng)中多徑效應(yīng)導(dǎo)致的碼間串?dāng)_問題，運(yùn)用DCO-OFDM技術(shù)抗干擾和抗衰落特性，從提高通信速率的角度來優(yōu)化車內(nèi)VLC系統(tǒng)的整體通信性能。

1 車內(nèi)可見光通信系統(tǒng)信道建模

1.1 脈沖響應(yīng)

建立車內(nèi)空間為2 m×2 m×1.5 m的模型，采用1 W白光LED作為信號光源，發(fā)射端共由36個LED光源組成。LED陣列光源布局結(jié)構(gòu)如圖1所示，建立車內(nèi)A、B、C、D、E五光源陣列位置坐標(biāo)系，求解最優(yōu)光源陣列位置，選定x、y值確定最優(yōu)布局結(jié)構(gòu)[9]。

圖1 LED陣列光源布局結(jié)構(gòu)

可見光通信系統(tǒng)信道特性與脈沖響應(yīng)函數(shù)有關(guān)，其表達(dá)式為

(1)

式中：NLED為LED總數(shù)；ΦN為每個光源的脈沖響應(yīng)；

(2)

為每個光源在車內(nèi)經(jīng)k次反射后的總脈沖響應(yīng)[10]，其中Li為光源經(jīng)過每條路徑時的損耗，S為車內(nèi)反射面，c為光速，di為反射路徑，δ(·)為響應(yīng)函數(shù)，Aref為車內(nèi)四周反射面積微元，θk+1為第k+1次反射的入射角，F(xiàn)為視場角，rect(·)為矩形函數(shù)；

(3)

為經(jīng)k次反射后的總功率，ρi(λ)為第i次反射功率，λ為波長。

1.2 信噪比

車內(nèi)可見光通信系統(tǒng)接收端的信號功率為

(4)

式中：R為光電轉(zhuǎn)換系數(shù)；

(5)

為信號光功率[11]，其中T為碼元周期，X(t)為發(fā)射端光脈沖信號。

(6)

碼間串?dāng)_噪聲功率為

(7)

散粒噪聲表達(dá)式為

(8)

式中：q為電荷電量；B為等效噪聲帶寬；Ibg為暗電流；I2為散粒噪聲帶寬因子。

熱噪聲表達(dá)式為

(9)

式中：k為玻爾茲曼常數(shù)；AR為光電探測器有效接收面積；Tk為絕對溫度；η為光電探測器單位面積的固定電容；I3為熱噪聲帶寬因子；G為開環(huán)電壓增益；Г為場效應(yīng)管溝道噪聲因子；gm為場效應(yīng)管跨導(dǎo)。

信噪比(Signal-to-Noise Ratio, SNR)為

(10)

1.3 均方根時延擴(kuò)展與最大傳輸速率

均方根時延擴(kuò)展是一個常用參數(shù)，用于量化多徑信號的時間色散特性，其表達(dá)式為

(11)

式中：

(12)

為平均時延擴(kuò)展。

在使用OOK調(diào)制技術(shù)時，通信系統(tǒng)最大可能數(shù)據(jù)傳輸速率Rb與DRMS有如下關(guān)系[10]：

Rb≤1/(10DRMS)。

(13)

2 DCO-OFDM調(diào)制策略

DCO-OFDM調(diào)制解調(diào)過程如圖2所示。首先，

將高速的串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成低速的并行數(shù)據(jù)，對并行的二進(jìn)制數(shù)據(jù)源進(jìn)行正交振幅調(diào)制(Quadrature Amplitude Modulation，QAM)，對調(diào)制后的復(fù)數(shù)符號進(jìn)行共軛對稱變換；然后,經(jīng)過IFFT變換得到時域的OFDM符號，并串轉(zhuǎn)換后在時域符號首部加上循環(huán)前綴(Cycle Prefix,CP)，經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換器(Digital-to-Analog Converter,DAC)和直流偏置操作后，最終發(fā)送給LED驅(qū)動電路，使光源發(fā)光。在接收端，首先由PIN光電探測器完成光電轉(zhuǎn)換后，模數(shù)轉(zhuǎn)換器(Analog-to-Digital Converter，ADC)將模擬信號轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，最后經(jīng)過相反的數(shù)字信號處理就得到解調(diào)后的QAM符號。

經(jīng)過QAM映射和串并轉(zhuǎn)換后的數(shù)據(jù)流信號為X1-XN/2-1，經(jīng)過共軛變換后的數(shù)據(jù)流信號變?yōu)閄0-XN-1。為保證在時域上全部為實(shí)數(shù)，需滿足

圖2 DCO-OFDM調(diào)制解調(diào)過程

(14)

X= {X0,X1,X2,X3,…,XN/2-1,

(15)

復(fù)數(shù)X經(jīng)過IFFT變換得到連續(xù)的OFDM信號：

(16)

式中:n為每個子載波上OFDM符號的個數(shù)。

將式(15)代入式(16)，得到實(shí)際的DCO-OFDM時域?qū)嵵敌盘枺?/p>

(17)

由式(17)可知：影響DCO-OFDM系統(tǒng)的只是經(jīng)過QAM調(diào)制后的信號和其共軛對稱部分的信號。

假定一個OFDM符號的長度為Ts，原來數(shù)據(jù)傳碼率為b，符號周期為Tb=1/b。當(dāng)子載波個數(shù)為N時，通過并行發(fā)射N/2個符號后，使OFDM符號長度擴(kuò)展到Ts=N/2×Tb。每個DCO-OFDM系統(tǒng)的子載波調(diào)制方式為M-QAM(M為調(diào)制階數(shù))，其系統(tǒng)的帶寬BW為

BW=(N/2+1)/Ts≈N/2Ts。

(18)

每個DCO-OFDM符號XN都對應(yīng)著相應(yīng)的子載波，由于X中有一半的子載波都是其共軛復(fù)數(shù)，即實(shí)際用來傳輸數(shù)據(jù)的子載波只有N/2，假設(shè)DCO-OFDM系統(tǒng)中CP的長度為Ng，那么DCO-OFDM系統(tǒng)的通信速率為

(19)

DCO-OFDM系統(tǒng)的帶寬利用率(頻譜效率)為

(20)

可以看出：DCO-OFDM系統(tǒng)的帶寬利用率比傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)小了將近一半。

DCO-OFDM系統(tǒng)具有由非線性削波導(dǎo)致的畸變，采用傳統(tǒng)的信噪比來衡量系統(tǒng)的性能存在一定的誤差。因此，通過引入系統(tǒng)的有效信號功率與畸變和噪聲功率比(Signal-to-Noise-plus-Distortion Ratio,SNDR)來衡量系統(tǒng)的誤比特率性能，DCO-OFDM系統(tǒng)中第k個子載波的SNDR為

(21)

對于DCO-OFDM系統(tǒng)，其誤比特率是實(shí)際信噪比SNDR的函數(shù)。采用子載波調(diào)制的M-QAM的第k個子載波誤比特率為

(22)

式中：Q為誤差補(bǔ)函數(shù)。

在AWGN信道下，由于每個子載波的調(diào)制方式、功率和信道系數(shù)都相同，因而所有信道的誤比特率相同，式(22)即為DCO-OFDM系統(tǒng)的誤比特率。

3 性能仿真

筆者對車內(nèi)可見光通信系統(tǒng)相應(yīng)性能進(jìn)行仿真，仿真參數(shù)見表1。 圖3為在碼間串?dāng)_的影響下，直射視距鏈路下和一次反射鏈路中最優(yōu)布局結(jié)構(gòu)的系統(tǒng)信噪比分布情況。圖3(a)、(b)中信噪比均值分別為57.34、20.92 dB，可見：車內(nèi)光鏈路的反射會導(dǎo)致系統(tǒng)信噪比均值降低，下降了63.5%，說明車內(nèi)多徑效應(yīng)產(chǎn)生的碼間串?dāng)_影響了系統(tǒng)的通信性能。

表1 仿真參數(shù)

均方根時延擴(kuò)展能夠有效地反映出碼間串?dāng)_引起的信噪比損失。圖4為車內(nèi)接收端平面各點(diǎn)位置的均方根時延擴(kuò)展和平均時延擴(kuò)展分布情況，可見：在車內(nèi)光源陣列下方的均方根時延擴(kuò)展值比其他位置的大，表明在LED陣列光源下方及其附近點(diǎn)的多徑延遲干擾較大，其余位置的多徑干擾較小。

圖3 信噪比分布情況

圖4 均方根時延擴(kuò)展和平均時延擴(kuò)展分布情況

OOK調(diào)制下的最大數(shù)據(jù)傳輸速率如圖5所示，根據(jù)式(13)計(jì)算出OOK調(diào)制技術(shù)下的最大數(shù)據(jù)傳輸速率Rb為107.8～373.3 Mbit/s。

圖5 OOK調(diào)制下的最大數(shù)據(jù)傳輸速率

由式(19)可知：DCO-OFDM系統(tǒng)的通信速率與BW、N和M有關(guān)。根據(jù)式(18)、(19)可得BW=100 MHz，F(xiàn)FT點(diǎn)數(shù)為256，Ng=10時調(diào)制階數(shù)M=4，16，64，256的系統(tǒng)通信速率為RDCO=95.49，190.96，381.92，477.4 Mbit/s。由于當(dāng)使用OOK調(diào)制技術(shù)時Rb為107.8～373.3 Mbit/s，因此選擇子載波調(diào)制為64-QAM和256-QAM的DCO-OFDM系統(tǒng)能夠有效地提升系統(tǒng)的通信速率。

而影響誤比特率性能的因素主要是信道噪聲和限幅噪聲。圖6為DCO-OFDM系統(tǒng)采用64-QAM和256-QAM子載波調(diào)制時的誤比特率性能曲線?？梢钥闯觯撼跏茧A段的誤比特率較高，因?yàn)榇藭r的OFDM符號幅值較大，會產(chǎn)生限幅噪聲；隨著信噪比增大，相應(yīng)的信號功率增大，誤比特率降低，性能得到改善；當(dāng)信噪比達(dá)到一定值時，誤比特率可達(dá)到10-5數(shù)量級，滿足車內(nèi)數(shù)據(jù)通信需求。

圖6 DCO-OFDM系統(tǒng)誤比特率性能曲線

4 結(jié)論

筆者基于DCO-OFDM調(diào)制策略構(gòu)建了車內(nèi)可見光通信系統(tǒng)信道模型，并對基于DCO-OFDM調(diào)制策略的可見光通信系統(tǒng)性能進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，結(jié)果表明： DCO-OFDM調(diào)制策略可以有效地抵抗碼間串?dāng)_、提升系統(tǒng)通信速率，為研究車內(nèi)狹小空間內(nèi)的可見光通信系統(tǒng)性能分析提供了理論指導(dǎo)。下一步，將以此為基礎(chǔ)進(jìn)行基于DCO-OFDM調(diào)制策略的車內(nèi)可見光通信系統(tǒng)硬件搭建。

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