陳 勇，李 聰，劉升鵬

(1.云南電網(wǎng)有限責(zé)任公司電力科學(xué)研究院，昆明 650217；2.特變電工南京智能電氣有限公司，南京 210000；3.江蘇金智科技有限公司，南京 210000)

電子式互感器高頻數(shù)據(jù)采集與傳輸方案

陳 勇1，李 聰2，劉升鵬3

(1.云南電網(wǎng)有限責(zé)任公司電力科學(xué)研究院，昆明 650217；2.特變電工南京智能電氣有限公司，南京 210000；3.江蘇金智科技有限公司，南京 210000)

針對當(dāng)前電力系統(tǒng)電子式互感器采樣率偏低，難以滿足行波測距裝置準(zhǔn)確定位電力故障的問題，提出了電子式互感器高頻信號采集與傳輸方案；電子式互感器內(nèi)部為Rogowski線圈，電網(wǎng)電流信號被其微分作用轉(zhuǎn)換為小電壓信號并附加了90°超前相差，設(shè)計積分電路補(bǔ)償該相差；設(shè)計采樣率為2MSps的高頻信號采集電路，F(xiàn)PGA通過LVDS接口讀取采樣數(shù)據(jù)，并進(jìn)行幅值處理，最后利用大容量FIFO(先入先出單元)進(jìn)行緩存；由于百兆網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸速率有限，利用FPGA設(shè)計吉比特光纖以太網(wǎng)傳輸特定格式報文，把電流數(shù)據(jù)傳輸至電力行波測距裝置；解決了積分電路由于運(yùn)放輸入偏置電壓帶來的積分飽和問題，以及高速ADC輸入量程小于輸入信號幅值等技術(shù)難點；試驗結(jié)果表明，高頻信號采集及傳輸方案能夠滿足行波測距裝置百米級別的測距精度要求，具有一定工程應(yīng)用價值。

FPGA；積分電路；高頻采樣；吉比特以太網(wǎng)，電子式互感器；行波測距；Rogowski線圈

0 引言

電力系統(tǒng)中輸電線路的準(zhǔn)確故障測距可以減輕巡線負(fù)擔(dān)，縮短故障修復(fù)時間，對于提高電力系統(tǒng)供電可靠性、減少停電損失,提高電力系統(tǒng)的運(yùn)行和管理水平具有重要意義，因此行波測距裝置得到了大量應(yīng)用[1]。隨著電力系統(tǒng)繼電保護(hù)的發(fā)展、設(shè)備自動化程度的提高及光纖通信技術(shù)的普及應(yīng)用，智能化變電站有逐漸取代常規(guī)變電站的趨勢，而電子式互感器作為智能化變電站的重要組成因子，成為了研究與分析的熱點[2]?；赗ogowski 線圈原理的電子式電流互感器制作工藝成熟、精度高、抗電磁飽和、頻率響應(yīng)特性好、適應(yīng)環(huán)境能力強(qiáng)[3-4]，非常滿足繼電保護(hù)、行波測距裝置對故障波形快速響應(yīng)的需求。

根據(jù)暫態(tài)信號提取故障信息的行波測距裝置所需要的頻帶寬度為MHz級，根據(jù)奈奎斯特采樣定律，采樣頻率至少需要達(dá)到2 MSps。而現(xiàn)有電子式互感器的采樣頻率基本小于12.8 kHz[5]，不滿足上述行波測距裝置的需求。

文本介紹了一種用于行波測距的電子式互感器高頻信號采集與傳輸方案，其采樣頻率達(dá)到2 MSps甚至更高，并通過吉比特光纖以太網(wǎng)傳輸高頻采樣數(shù)據(jù)給行波測距裝置，故障測距精度達(dá)到百米級別，具備了在工程上應(yīng)用的技術(shù)條件。

1 整體方案

高頻信號采集與傳輸?shù)恼w方案包括信號采集部分和信號傳輸部分，如圖1所示。

圖1 整體方案

信號采集部分包括一次部分和二次部分。一次部分，電子式互感器的Rogowski 線圈通過微分作用把電網(wǎng)線路的大電流信號轉(zhuǎn)換為小電壓信號；二次部分包括信號處理電路和FPGA功能模塊。其中，信號處理電路包括積分電路、比例電路及高采樣率ADC(模數(shù)轉(zhuǎn)換器)，F(xiàn)PGA功能模塊包括ADC數(shù)據(jù)接口、比例放大模塊和高頻數(shù)據(jù)緩存模塊。

信號傳輸部分，由FPGA實現(xiàn)的吉比特MAC模塊從數(shù)據(jù)緩存模塊中獲取采樣數(shù)據(jù)，組成特定格式的以太網(wǎng)數(shù)據(jù)幀，通過以太網(wǎng)PHY和光纖模塊傳輸至行波測距裝置。

2 信號采集部分

在信號采集的一次部分，電網(wǎng)線路的電流信號由Rogowski 線圈轉(zhuǎn)換為小電壓信號；二次部分，小電壓信號經(jīng)過積分電路、比例電路調(diào)制成幅值和相角滿足要求的信號，然后輸入ADC，而后由FPGA通過LVDS數(shù)據(jù)接口將采樣數(shù)據(jù)接收并緩存。

2.1 Rogowski 線圈

Rogowski 線圈又稱空心線圈，均勻環(huán)繞在圓形非鐵磁性骨架上，一次電流導(dǎo)體沿圓環(huán)線圈軸線穿過，相比于傳統(tǒng)電磁式互感器，不會出現(xiàn)磁飽和和磁滯等問題[6]。假設(shè)線圈截面積為S，單位長度匝數(shù)(線匝密度)為n，則線元長度內(nèi)的線圈匝數(shù)為ndl。當(dāng)線圈截面積S非常細(xì)小時，可認(rèn)為截面上磁感應(yīng)強(qiáng)度B處處相等，則dl長度線圈內(nèi)的磁通為：

dΦ=nSBcosα·dl

(1)

整個線圈的磁鏈為：

Ψ=∮LdΦ=nS∮LBcosα·dl=μ0nSi

(2)

式中，μ0為真空中磁導(dǎo)率[7]，μ0= 4π×10-7H/m。當(dāng)被測電流發(fā)生變化時，根據(jù)法拉第電磁感應(yīng)定律，線圈輸出端的感應(yīng)電勢為：

(3)

式中，M為線圈與載流導(dǎo)線之間的互感。

線圈的感應(yīng)電勢與被測電流成微分關(guān)系，因此后面需要通過積分電路將輸出電壓轉(zhuǎn)變?yōu)楸粶y電流i(t)的相角一致。假設(shè)電流為余弦函數(shù)，則進(jìn)一步計算感應(yīng)電勢為：

(4)

其中:ω=2πf，f為電網(wǎng)線路電流的頻率，基波分量頻率為50 Hz，二次諧波為100 Hz，依此類推。

可以看出，基波分量、各次諧波經(jīng)過Rogowski 線圈微分作用產(chǎn)生的電壓信號的幅值增益與頻率成正比，越高次的諧波幅值越被放大。但是由于越高次諧波的電流本身幅值越小，因此小電壓信號不會過大。相反的，在后續(xù)的積分電路中，幅值增益與頻率成反比，最終產(chǎn)生的效果是基波分量、各次諧波的幅值增益在微分及積分作用后基本一致。

在電網(wǎng)線路額定電流條件下，設(shè)計Rogowski 線圈的參數(shù)使感應(yīng)電勢，即輸出的小電壓信號的基波有效值為150 mV，相位超前電流波形90°。

2.2 信號處理電路

信號處理電路包括信號處理電路包括積分電路、比例電路及高采樣率ADC。

2.2.1 積分電路

由于電網(wǎng)線路電流經(jīng)過Rogowski 線圈變?yōu)樾‰妷盒盘柡蠡ǚ至亢透鞔沃C波分量的相位超前了90°，因此需要利用積分電路補(bǔ)償該相位差。積分電路由集成運(yùn)算放大器、電容及電阻組合實現(xiàn)，如圖2所示。

圖2 積分電路

圖中，R4和C2完成積分功能，而由于運(yùn)放一般存在輸入偏置電壓，積分電路的輸出很快便會飽和，因此在電容兩端并聯(lián)R5，消耗電容的累積電荷。輸入輸出信號的傳遞函數(shù)為：

(5)

(6)

幅頻特性為：

(7)

取R4=31.8 K，C2=0.1 μF，R5=12.5 M，基波幅值增益約為1，有效值仍為150 mV。

對于高次諧波，根據(jù)第一節(jié)所述，Rogowski 線圈微分作用使越高次的諧波幅值越被放大，而此處越高次的諧波幅值越被衰減，因此剛好抵消，整體的幅頻特性會與基波基本一致。

相頻特性為：

(8)

根據(jù)上述取值，基波相移為-89.854°，而高次諧波相移非常接近為-90°。相角誤差在基波時最大，隨著諧波次數(shù)的增加而減小[8]。

2.2.2 比例電路

由于設(shè)計信號采集的采樣頻率達(dá)到2 MSps甚至更高，因此需選用高采樣率ADC，而目前各大廠商的這類ADC模擬量量程都比較小，本方案選用的ADC芯片的量程為2 Vp-p；而行波測距采集系統(tǒng)需要考慮在電網(wǎng)線路故障情況下，電流瞬間增大，甚至達(dá)到30倍額定電流的情況，此時小電壓信號的基波峰峰值計算如下：

(9)

此時輸入小電壓信號幅值將超過ADC的量程，因此需要通過比例電路將輸入信號幅值降低。設(shè)計比例1:7的衰減系數(shù)將峰峰值衰減至±1 V以下。該幅值衰減將在后續(xù)的FPGA比例放大模塊中得到補(bǔ)償。而高次諧波幅值很小，不需考慮超出量程的問題。由于AD模擬量輸入端采用差分輸入，且正負(fù)兩端的共模電壓均不能為負(fù)，因此VIN+端需增加直流偏置，而VIN-端的直流偏置應(yīng)與正端相同，以保證差分輸入完全為交流量。

比例電路如圖3所示，圖中VIN為積分電路的輸出交流信號，VIN+和VIN-連到ADC的模擬量差分輸入管腳。

圖3 比例電路

根據(jù)基爾霍夫電流定律計算得出：

(10)

帶入圖4中的電阻值，得到uIN+=(1/7)ui+0.9 V，前半部分為輸入交流量的比例值，后半部分為直流偏置。而uIN-=0.9 V，差分輸入電壓為(1/7)ui，與設(shè)計目標(biāo)一致。

2.2.3 ADC芯片

本方案選用ADI公司的AD9228-40高采樣率ADC芯片，采樣率為40 MSps，完全滿足行波測距系統(tǒng)對采集頻帶的要求；轉(zhuǎn)換精度為12 bit，這對于對精度要求并不高的行波測距系統(tǒng)來說已經(jīng)足夠。

AD9228由4路獨立的流水線型(Pipeline)ADC、時鐘輸入及時鐘輸出、LVDS數(shù)據(jù)輸出、參考電壓模塊組成，結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。

圖4 AD9228結(jié)構(gòu)框圖

每個流水線型ADC由若干級級聯(lián)電路組成，每一級包括一個采樣/保持放大器、一個低分辨率的ADC和DAC以及一個求和電路[9]。采樣率特性達(dá)到數(shù)十個MSps的模數(shù)轉(zhuǎn)換器大多基于流水線型架構(gòu)。流水線型ADC由N級串聯(lián)組成，所有流水線級的一致性運(yùn)作，使得此類架構(gòu)實現(xiàn)了非常高的轉(zhuǎn)換率。

LVDS( low voltage differential signaling)低電壓差分信號，是一種低擺幅的差分信號技術(shù)，傳輸速率一般在155 Mbps以上，它使得信號能在差分PCB線對或平衡電纜上以幾百M(fèi)bps 的速率傳輸[10]。AD9228的數(shù)據(jù)接口為LVDS串行接口，其最大數(shù)據(jù)傳輸速率計算如下：

12 bits×40 MSps=480 Mps

(11)

ADC廠商考慮到在如此高的數(shù)據(jù)傳輸速率下，若再有較遠(yuǎn)距離及板間信號傳輸，單端信號難以保證信號完整性，因此選擇LVDS作為數(shù)據(jù)接口。

2.3FPGA數(shù)據(jù)處理

在信號采集部分，F(xiàn)PGA主要實現(xiàn)與ADC的LVDS數(shù)據(jù)接口、采樣數(shù)據(jù)比例放大及高頻采樣數(shù)據(jù)緩存。

2.3.1ADC數(shù)據(jù)接口

AD9228數(shù)據(jù)接口包括40M時鐘輸入CLK、數(shù)據(jù)時鐘輸出(DCO)、幀時鐘輸出(FCO)及4路數(shù)據(jù)輸出(Dx)。時序如圖5所示。

圖5 數(shù)據(jù)接口時序圖

圖中，AD9228在CLK的上升沿后延遲TFCO時間拉高FCO信號，同時給出本幀數(shù)據(jù)的最高位；FCO為高電平和低電平期間，分別傳輸數(shù)據(jù)高6位和低6位。而Dx的奇數(shù)位與DCO的上升沿同步，偶數(shù)位與DCO的下降沿同步。由于DCO的上升沿和下降沿均與數(shù)據(jù)同步，因此DCO的頻率為數(shù)據(jù)傳輸率的一半，即240 M。

FPGA的數(shù)據(jù)接口模塊嚴(yán)格按照上述時序，完成串行數(shù)據(jù)的讀入。具體來說，定義2個6位移位寄存器，分別存儲奇數(shù)位數(shù)據(jù)和偶數(shù)位數(shù)據(jù)，在DCO上升沿和下降沿依次把數(shù)據(jù)移入奇偶寄存器；定義12位數(shù)據(jù)寄存器，在FCO信號的上升沿合并上述2個寄存器。

另外，由于本方案設(shè)計采樣率為2 M，因此另外定義寄存器，每20次FCO上升沿時合并一次數(shù)據(jù)即可，然后觸發(fā)比例放大和緩存模塊工作一次。

2.3.2 比例放大模塊

為了適應(yīng)ADC的輸入量程，前端電路對小電壓信號做了比例衰減，因此需要在FPGA中對從AD讀取的采樣數(shù)據(jù)放大7倍以恢復(fù)信號。

ADC輸出的數(shù)字量與模擬量的對應(yīng)關(guān)系如表1所示。

表1 數(shù)字量與模擬量關(guān)系表

根據(jù)上表，首先將數(shù)字量交流化，方法是減去共模值，即二進(jìn)制數(shù)100 000 000 000。交流化后的數(shù)字量為有符號數(shù)，二進(jìn)制數(shù)的最高位為有符號數(shù)，與交流正弦信號相對應(yīng)。

然后使用FPGA的IP核生成12×4的乘法器，被乘數(shù)為表2格式的數(shù)字量，乘數(shù)為7；被乘數(shù)為有符號數(shù)，乘數(shù)為無符號數(shù)，積為16位有符號數(shù)。

2.3.3 數(shù)據(jù)緩存模塊

本方案使用FPGA的IP核生成先入先出存儲器(FIFO)來實現(xiàn)數(shù)據(jù)緩存。根據(jù)信號傳輸部分關(guān)于吉比特以太網(wǎng)數(shù)據(jù)傳輸率的計算，每幀數(shù)據(jù)有200×3共600個采樣數(shù)據(jù)，而FIFO的深度至少滿足1.5幀數(shù)據(jù)的緩存要求，因此定義1024×16bit的FIFO。

FIFO的讀寫時鐘獨立，寫時鐘為DCO，上升沿寫入乘法器的積；讀時鐘為吉比特以太網(wǎng)模塊的主時鐘。

3 信號傳輸部分

本方案設(shè)計采樣率為2 MHz，并考慮10%左右的附加信息(如MAC地址、參數(shù))的情況下，傳輸數(shù)據(jù)率計算如下：

(1+10%)×2 M/s×16 bit×3=105.6 Mb/s

(12)

該傳輸速率已經(jīng)超過百兆網(wǎng)的最大速率了，因此選擇吉比特光纖以太網(wǎng)傳輸，并為以后更高采樣率的系統(tǒng)留出一定裕量。

3.1 吉比特MAC控制器

本方案使用Altera公司Triple-SpeedEthernetv13.1IP核生成吉比特以太網(wǎng)控制器。主要配置選項有：

(1)選擇接口為MII/GMII。

(2)使用內(nèi)部FIFO。

(3)使能MDIO空間，將IP核內(nèi)部寄存器的一段空間映射為PHY寄存器空間，則訪問相應(yīng)內(nèi)部寄存器會觸發(fā)一次MDIO操作；

(4)設(shè)置FIFO位寬為8bit，深度為2048，超過以太網(wǎng)最大幀長即可。

生成的吉比特MAC控制器主要包括接收模塊、接收FIFO、發(fā)送模塊、發(fā)送FIFO、GMII接口、配置寄存器及MDIO模塊。而FPGA主要完成上電后的寄存器配置工作和發(fā)送FIFO的報文填寫任務(wù)。

寄存器配置主要包括：

(1)設(shè)置網(wǎng)絡(luò)速度為1Gb/s；

(2)設(shè)置本地MAC地址及是否用該地址替換FIFO報文中的MAC地址。

(3)設(shè)置FIFO字節(jié)數(shù)超過一楨報文字節(jié)數(shù)(1270Bytes)時啟動發(fā)送模塊。

(4)使能接收和發(fā)送模塊。

3.2 行波測距用以太網(wǎng)幀說明

試驗用的行波測距裝置對以太網(wǎng)幀的格式規(guī)定如表2所示。

表2 以太網(wǎng)幀格式

表2中，參數(shù)段包含數(shù)據(jù)長度、幀序號、通道數(shù)、采樣點數(shù)、采樣頻率、額定延時、一次額定值、二次額定值等信息。N為采樣通道數(shù)，本方案中，共有A、B、C三相電流，通道數(shù)為3；考慮每幀報文的采樣點數(shù)M為200，則每幀報文長度為：

64+3×2+3×200×2=1270 Bytes

(13)

按照上述設(shè)計，2M/s的數(shù)據(jù)被分為10 000幀/s，則兩幀報文間隔100us。

4 試驗結(jié)果及分析

在仿真試驗室模擬現(xiàn)場環(huán)境，對該方案的可行性和故障測距精度進(jìn)行試驗驗證。電力系統(tǒng)動模實驗是基于物理仿真的動態(tài)模擬，能用來進(jìn)行電力系統(tǒng)機(jī)電暫態(tài)以及動態(tài)過程的實時仿真研究，但是由于無法產(chǎn)生高頻暫態(tài)行波，無法滿足行波測距裝置的檢測需要[11]。本試驗設(shè)備選擇博電公司的PH02型行波測距測試儀，其能夠輸出高達(dá)數(shù)百KHz的高頻暫態(tài)行波信號。其他試驗設(shè)備還有本方案所述電子式互感器和中元華電公司的ZH-8301型號行波測距裝置。

試驗過程中，首先使用行波測試儀模擬在A相2 550m處發(fā)生單相接地故障，行波測距裝置根據(jù)互感器的高頻數(shù)據(jù)，準(zhǔn)確判斷出了故障類型，并給出故障距離為2 100m。然后模擬在B相1 800m米處發(fā)生單相接地故障，同樣的，行波測距裝置正確判斷故障類型并給出百米級別精度的故障測距結(jié)果。

根據(jù)試驗結(jié)果，本文所述高頻行波信號采集與傳輸方案在電子式互感器應(yīng)用場合，能夠為行波測距裝置提供有效的采樣數(shù)據(jù)，從而縮短故障修復(fù)時間，提高供電可靠性。

5 結(jié)束語

電子式互感器高頻采集與傳輸技術(shù)解決了當(dāng)前電子式互感器采樣率偏低，難以滿足行波測距裝置準(zhǔn)確定位電力故障的問題，具有很高的工程指導(dǎo)意義和實用價值。

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A Design Scheme of Electronic Transformer High-frequency Signal Acquisition and Transmission

Chen Yong1, Li Cong2, Liu Shengpeng3

(1.Electric Power Research Institute of Yunnan Power Grid Co.,Ltd, Kunming 650217, China; 2.TBEA Nanjing Intelligent Electric Co.,Ltd., Nanjing 210000, China; 3.WISCOM System Co.,Ltd., Nanjing 210000, China)

As electronic transformer with low sample rate cannot meet the needs of power fault location accuracy, high-frequency signal acquisition and transmission technology is introduced. Current signal of power grid was converted to low voltage signal with 90°angle ahead by Rogowski coil in electronic transformer, which was compensated by the subsequent integrator circuit. Sample rate of signal acquisition circuit was designed to be 2 MSps. Sample data were read via LVDS interface, processed and buffered with FIFO by FPGA. Due to the mass traveling-wave data, instead of 100 M Ethernet, gigabit Ethernet was used. Frames of special form were transmitted to traveling-wave location devices. Technical difficulties such as integration saturation due to input bias voltage of operational amplifier, and small measuring range of high-speed ADC, were solved. Experiment result showed that this design of signal acquisition and transmission meet the needs of location accuracy and has some engineering value.

FPGA; integrator circuit; high-frequency acquisition; gigabit Ethernet; electronic transformer; traveling-wave location; Rogowski coil

2016-10-17；

2016-11-11。

陳 勇(1977-)，男，湖北鐘祥人，工程師，碩士，主要從事電力系統(tǒng)繼電保護(hù)方向的研究。

1671-4598(2017)03-0205-04DOI：10.16526/j.cnki.11-4762/tp

TP

A