種浩，陳小平

(蘇州大學(xué) 電子信息學(xué)院，蘇州 215006)

?

SVPWM的升壓型逆變應(yīng)急電源研制

種浩，陳小平

(蘇州大學(xué) 電子信息學(xué)院，蘇州 215006)

為減少電網(wǎng)停電造成的嚴(yán)重安全問題，設(shè)計(jì)了一種可調(diào)輸出的應(yīng)急電源。該裝置主要分為DC/DC升壓模塊、DC/AC逆變控制模塊和充電控制模塊。DC/DC升壓模塊以SG3525A為控制核心，利用三端穩(wěn)壓器TL431及光耦PC817組成的反饋回路實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，調(diào)節(jié)反饋電阻，實(shí)現(xiàn)輸出電壓可調(diào)。該裝置已在電梯控制系統(tǒng)中試驗(yàn)成功，表明輸出可調(diào)方案可行、運(yùn)行穩(wěn)定可靠。

可調(diào)輸出；應(yīng)急電源；DC/DC升壓模塊；DC/AC逆變控制模塊；充電控制模塊

引 言

隨著經(jīng)濟(jì)的發(fā)展，社會(huì)對(duì)供電的依賴越來越大，不可避免的電網(wǎng)停電將造成重大的社會(huì)影響和經(jīng)濟(jì)損失，為了解決類似問題，應(yīng)急電源應(yīng)運(yùn)而生[1]。應(yīng)急電源主要由升壓和逆變兩個(gè)功率變換環(huán)節(jié)組成[2]。逆變后加工頻變壓器進(jìn)行隔離升壓，該方案中工頻變壓器龐大并且伴隨著嚴(yán)重的噪聲污染[3]，為了提高效率并減小裝置體積，本裝置采用直流升壓后再逆變輸出的方案。本文介紹了一種輸出可調(diào)的應(yīng)急電源，可輸出220～380 V/50 Hz單相交流電；裝置采用硬件邏輯電路對(duì)電網(wǎng)實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)，其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性強(qiáng)；逆變環(huán)節(jié)采用統(tǒng)一空間矢量脈寬調(diào)制 (Space Vector Pulse Width Modulation，SVPWM)算法，不需要進(jìn)行復(fù)雜數(shù)學(xué)運(yùn)算，效率高,更易于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)。裝置輸出電壓范圍廣，可以應(yīng)用在多種工業(yè)控制場(chǎng)合，具有重要的實(shí)用意義。

1 整體設(shè)計(jì)方案

本裝置主要分為DC/DC升壓模塊、DC/AC逆變控制模塊和充電控制模塊。其中DC/DC升壓模塊以SG3525A為核心，采用UCC27324實(shí)現(xiàn)對(duì)MOS管的驅(qū)動(dòng)，利用三端穩(wěn)壓器TL431及光耦PC817組成的反饋回路實(shí)現(xiàn)直流穩(wěn)壓輸出，調(diào)節(jié)反饋電阻實(shí)現(xiàn)輸出電壓可調(diào)；DC/AC逆變控制模塊以STM32F103CBT6微控制器為主控核心，利用統(tǒng)一SVPWM算法實(shí)現(xiàn)逆變功能，由微控制器進(jìn)行DC/DC升壓模塊及充電控制模塊的整體控制；充電控制模塊以固定頻率脈寬調(diào)制器TL494為核心，實(shí)現(xiàn)對(duì)24 V蓄電池充電的功能，利用繼電器組成的硬件邏輯電路實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)電網(wǎng)是否斷電。

2 硬件設(shè)計(jì)

整體硬件框圖如圖1所示。

圖1 整體硬件框圖

圖2 DC/DC升壓模塊主要電路圖

圖1中輸入與輸出單相50 Hz交流電應(yīng)保持幅值一致，輸出幅值大小由DC/DC升壓模塊中的反饋電阻控制。本裝置可以輸出單相220 V/50 Hz～380 V/50 Hz交流電，根據(jù)需要調(diào)節(jié)反饋電阻，得到需要的幅值輸出。圖1中接觸器與DC/AC逆變控制模塊均可以輸出單相50 Hz交流電，但是兩者不同時(shí)輸出。當(dāng)DC/AC逆變控制模塊輸出單相50 Hz交流電時(shí)，接觸器處于斷開狀態(tài)，無輸出；當(dāng)DC/AC逆變控制模塊不輸出單相50 Hz交流電時(shí)，接觸器處于吸合狀態(tài)，直接輸出電網(wǎng)電壓。圖1中變壓器輸入端由裝置外部開關(guān)控制，裝置外部開關(guān)閉合時(shí)變壓器輸出12 V和24 V兩路交流電壓。為了保證裝置穩(wěn)定可靠，充電控制模塊中由繼電器組成的硬件邏輯電路的輸出信號(hào)需經(jīng)過接觸器的常閉端及裝置外部開關(guān)后接入DC/AC逆變控制模塊。當(dāng)接觸器斷開并且裝置外部開關(guān)閉合時(shí)，硬件邏輯電路檢測(cè)到的斷電信號(hào)才有效。DC/DC升壓模塊為DC/AC逆變控制模塊提供升壓后的直流電壓，DC/AC逆變控制模塊為DC/DC升壓模塊提供控制信號(hào)(用來決定DC/DC升壓模塊是否工作)。DC/AC逆變控制模塊同時(shí)為充電控制模塊提供控制信號(hào)。

2.1 升壓電路設(shè)計(jì)

升壓電路需要實(shí)現(xiàn)24 V至設(shè)定幅值的轉(zhuǎn)換，其中設(shè)定幅值由所需輸出單相50 Hz交流幅值及調(diào)制比M決定。本裝置可以輸出單相220 V/50 Hz～380 V/50 Hz交流電，調(diào)制比M=0.94。DC/DC升壓模塊以SG3525A為核心，該芯片為電壓模式控制的集成PWM控制器[4]，可以輸出兩路相位相差180°的PWM，內(nèi)部含有誤差放大器，可以通過誤差放大器對(duì)輸出PWM占空比進(jìn)行調(diào)節(jié)。SG3525A的振蕩頻率為100 Hz～400 kHz，具體計(jì)算公式如下：

其中CT、RT、Rd分別為SG3525A的5腳、6腳、7腳連接的電容或電阻。本裝置取CT=2 nF,RT=10 kΩ，Rd=47Ω。為了增強(qiáng)驅(qū)動(dòng)能力,后級(jí)添加了由UCC27324組成的驅(qū)動(dòng)電路。UCC27324為TI公司生產(chǎn)的雙路高速低功耗MOS驅(qū)動(dòng)器，實(shí)驗(yàn)證明UCC27324的響應(yīng)速度明顯優(yōu)于三極管組成的推挽驅(qū)動(dòng)電路，同時(shí)UCC27324驅(qū)動(dòng)電路簡(jiǎn)單，外圍器件少，因此本裝置采用UCC27324組成的驅(qū)動(dòng)電路。DC/DC升壓模塊主要電路圖如圖2所示。

UCC27324輸出的兩路PWM分別接入Q1和Q2的柵極，變壓器初級(jí)中間抽頭接24 V，變壓器次級(jí)輸出經(jīng)全波整流濾波后得到所需直流電壓。本裝置輸出功率為500 W，為了滿足輸出功率要求，需使用兩個(gè)變壓器(兩個(gè)變壓器輸入端由獨(dú)立IRF3710控制，輸出端經(jīng)全波整流后并聯(lián))并且每個(gè)變壓器的Q1/Q2位置分別為2個(gè)并聯(lián)的IR3710。

2.2 穩(wěn)壓電路設(shè)計(jì)

DC/AC逆變控制模塊輸出單相電壓的穩(wěn)定依賴于DC/DC升壓模塊輸出的直流電壓的穩(wěn)定。為了得到穩(wěn)定的直流電壓，本裝置采用三端穩(wěn)壓器TL431及光耦PC817組成的反饋回路進(jìn)行電壓調(diào)節(jié)。DC/DC反饋回路如圖3所示。

圖3 DC/DC反饋回路

三端穩(wěn)壓器PC817的電流傳輸范圍為80%～140%，當(dāng)PC817二極管正向電流If在3 mA左右時(shí)，傳輸比在130%左右[5]，此時(shí)PC817的線性范圍較大，因此選擇If=3 mA。為了使三端穩(wěn)壓器TL431能正常工作，需要滿足：

圖4 逆變驅(qū)動(dòng)電路

其中，Vd=1.2 V，VDC為直流電壓，I為流經(jīng)R9電流，V817為PC817的1腳電壓。令R9= 5.1 kΩ，得R<149 kΩ。本裝置中選用4個(gè)470 kΩ并聯(lián)作為R。

直流電壓是由SG3525A控制產(chǎn)生的，SG3525A中存在誤差放大器模塊，通過對(duì)誤差放大器模塊輸入端調(diào)節(jié)即可得到兩路相位差180°、占空比可變的PWM。TL431是可調(diào)式精密并聯(lián)穩(wěn)壓器，當(dāng)高壓波動(dòng)時(shí)，TL431的1腳電位即發(fā)生變化。當(dāng)1腳電壓不等于2.5 V時(shí)，流經(jīng)TL431的3腳電流發(fā)生變化，從而使光耦PC817輸出端(3腳)電壓發(fā)生變化。將PC817的3腳接入SG3525A的1腳(誤差放大器的反相輸入端)，當(dāng)PC817的3腳電壓發(fā)生變化時(shí)，SG3525A的誤差放大器輸出即發(fā)生變化，從而使SG3525A輸出的兩路相位相差180°的PWM占空比發(fā)生變化，達(dá)到負(fù)反饋調(diào)節(jié)的作用。穩(wěn)壓時(shí)，R11兩端電壓為2.5 V，當(dāng)R11變大時(shí)，穩(wěn)壓輸出直流電壓變小，反之亦然。通過調(diào)節(jié)R11阻值即可改變輸出直流電壓幅值，從而改變裝置單相50 Hz交流幅值。

2.3 逆變驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

逆變驅(qū)動(dòng)電路如圖4所示。IR2113是IR公司生產(chǎn)的高速M(fèi)OS/IGBT驅(qū)動(dòng)，兩路通道具有獨(dú)立的參考輸出，高端輸出電壓最大值為600 V，而本裝置最高需要560 V左右，滿足要求。IR2113外部電路僅需要自舉二極管和自舉電容。 當(dāng)IR2113的13腳(SD)為低電平時(shí)，有兩路輸出，反之亦然。為了保證后級(jí)逆變電路的安全性，采用三極管8550和8050組成的驅(qū)動(dòng)電路對(duì)IR2113進(jìn)行開關(guān)控制。

2.4 充電控制電路設(shè)計(jì)

當(dāng)外部單相50 Hz交流由正常供電狀態(tài)轉(zhuǎn)為斷電狀態(tài)時(shí)，裝置中DC/DC升壓模塊和DC/AC逆變控制模塊工作；當(dāng)外部單相50 Hz交流處于其他狀態(tài)時(shí)，裝置中DC/DC升壓模塊和DC/AC逆變控制模塊不工作，利用圖5所示的邏輯電路模塊可以實(shí)現(xiàn)上述功能。邏輯電路模塊由一個(gè)24 V雙刀雙擲繼電器和兩個(gè)24 V單刀單擲繼電器組成。圖中SIGNAL_IN為充電電路的輸出端，當(dāng)外部單相50 Hz交流處于正常供電狀態(tài)時(shí)，充電電路工作，SIGNAL_IN為高電平(24 V)，K4工作(K4的6腳輸出高電平)，K2工作(K4的1腳輸出高電平)；當(dāng)外部單相50 Hz交流處于斷電狀態(tài)時(shí)，充電電路不工作，SIGNAL_IN為低電平(0 V)，K4停止工作，K2仍正常工作，K3工作，SIGNAL_OUT輸出低電平；當(dāng)外部單相50 Hz交流再次處于正常供電狀態(tài)時(shí)，K3停止工作，SIGNAL_OUT輸出高電平。SIGNAL_OUT的電平高低決定著DC/AC逆變控制模塊及DC/DC升壓模塊是否可以獲得工作所需的24 V直流電壓。

圖5 邏輯電路模塊

3 軟件設(shè)計(jì)

SVPWM算法是變頻調(diào)速技術(shù)中的經(jīng)典算法，它具有諧波失真小和直流利用率高的特點(diǎn)，同時(shí)它的響應(yīng)速度和數(shù)字化實(shí)現(xiàn)也具有明顯優(yōu)勢(shì)，因此廣泛應(yīng)用于變頻調(diào)速領(lǐng)域。傳統(tǒng)的SVPWM算法計(jì)算復(fù)雜，而統(tǒng)一SVPWM算法直接利用單相參考電壓瞬時(shí)值計(jì)算SVPWM波形的開關(guān)狀態(tài)切換時(shí)間，不需進(jìn)行坐標(biāo)變換、三角函數(shù)運(yùn)算、有效矢量作用時(shí)間計(jì)算、扇區(qū)判斷和區(qū)域轉(zhuǎn)換，因而更易于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)[6]。

圖6 等效SVPWM 算法實(shí)現(xiàn)過程

圖6簡(jiǎn)述了等效SVPWM算法的實(shí)現(xiàn)過程，其中第一步最值計(jì)算即求此時(shí)刻相應(yīng)單相Ua、Ub中的最大值和最小值；第二步中零序電壓分量Uz的計(jì)算需通過下式得出：

其中，ξ為零矢量分配因子，本設(shè)計(jì)采用零矢量均勻分配的方式[7]，即取ξ=0.5；第三步時(shí)間計(jì)算的公式是根據(jù)相似三角形原理推導(dǎo)得出的，最終計(jì)算公式為：

其中，Ts為PWM載波的周期。

本設(shè)計(jì)中開關(guān)頻率為8 kHz，即Ts=1/8 000 s。如需產(chǎn)生50 Hz的單相交流，則一個(gè)周期內(nèi)需要進(jìn)行8 000/50=160次計(jì)算，每次計(jì)算時(shí)Ua、Ub所對(duì)應(yīng)的值都會(huì)有變化，因此每次計(jì)算都需要進(jìn)行一次最值計(jì)算，然后根據(jù)最值求出零序電壓分量，再根據(jù)零序電壓分量和電壓Ua、Ub值求出最后需要的各相的時(shí)間ta、tb。經(jīng)過上述三步計(jì)算即可將SVPWM算法程序化實(shí)現(xiàn)。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.1 輸出波形測(cè)試

按照上述方法實(shí)現(xiàn)SVPWM算法，程序中設(shè)置載波頻率為8 kHz，死區(qū)時(shí)間為2 μs，調(diào)制比M=0.94。圖7為逆變過程中半橋輸出波形，示波器探頭衰減10倍，每一格代表200 μs/100 V，從圖中可以看出頻率為8 kHz、直流電壓為560 V左右。圖8為單相237 V/50 Hz逆變輸出波形，一格為5 ms/100 V，從圖中可以看出,輸出正弦波的頻率為50 Hz，峰值為336 V左右。

圖7 逆變半橋輸出波形

圖8 單相237 V/50 Hz逆變輸出波形

4.2 負(fù)載測(cè)試

4.2.1 使用儀器

使用如下儀器測(cè)試：AGILENT 34401A數(shù)字臺(tái)式萬用表、PLUNK 17B數(shù)字萬用表、GWINSTEK GPD-3303D可編程線性直流電源、RIGOL DS1074四通道示波器。

4.2.2 負(fù)載測(cè)試結(jié)果

將三個(gè)并聯(lián)100 W/220 V燈泡作為負(fù)載，部分測(cè)試數(shù)據(jù)如表1所列。其中，VAC為DC/AC逆變控制模塊輸出交流電壓有效值，VDC為DC/DC升壓模塊輸出直流電壓，I為DC/AC逆變控制模塊輸出電流有效值，η為DC/AC逆變控制模塊效率。VAC和VDC均由PLUNK 17B數(shù)字萬用表測(cè)量得到，I由AGILENT 34401A數(shù)字臺(tái)式萬用表測(cè)量得到。

表1 負(fù)載測(cè)試數(shù)據(jù)

結(jié) 語

本文介紹了一種應(yīng)急電源的設(shè)計(jì)方案。詳細(xì)介紹了設(shè)計(jì)方案中的硬件設(shè)計(jì)部分，對(duì)軟件部分的SVPWM算法進(jìn)行了簡(jiǎn)要說明。傳統(tǒng)的應(yīng)急電源輸出固定，適用場(chǎng)合單一，該設(shè)計(jì)方案可以輸出220～380 V/50 Hz單相交流；采用硬件邏輯電路對(duì)電網(wǎng)進(jìn)行實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)，結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠性強(qiáng)；逆變環(huán)節(jié)采用統(tǒng)一SVPWM算法，不需要

Boost Inverter Emergency Power Based on SVPWM

Chong Hao,Chen Xiaoping

(School of Electronics&Information Engineering,Soochow University,Suzhou 215006,China)

To reduce the safety problem caused by the power failure,an emergency power supply with adjustable output is designed.The device is mainly composed of the DC/DC boost module,the DC/AC inverter control module and the charging control module.The DC/DC boost module uses SG3525A as the control center,and utilizes the feedback circuit which consist of three-terminal regulator TL431 and optocoupler PC817 to achieve the regulated output.The adjustable output voltage is achieved by adjusting the feedback resistor.The device has been successfully tested in the elevator control system.It indicates that the method is feasible,and the device is stable and reliable.

adjustable output;emergency power;DC/DC boost module;DC/AC inverter control module;charging control module

TP273

A