姚 駿，譚 義，趙 磊

(1.輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(重慶大學(xué))，重慶 沙坪壩 400044；2.國(guó)網(wǎng)四川省電力公司綿陽(yáng)供電公司，四川 綿陽(yáng) 621000)

模塊化多電平變換器預(yù)充電控制策略

姚 駿1，譚 義1，趙 磊2

(1.輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術(shù)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(重慶大學(xué))，重慶 沙坪壩 400044；2.國(guó)網(wǎng)四川省電力公司綿陽(yáng)供電公司，四川 綿陽(yáng) 621000)

模塊化多電平變換器(modular multilevel converter,MMC)的預(yù)充電過(guò)程可分為不可控預(yù)充電和可控預(yù)充電兩個(gè)階段。為分析不可控階段子模塊電容電壓的抬升過(guò)程，將MMC的不可控預(yù)充電過(guò)程和三相全橋不可控整流過(guò)程進(jìn)行了類(lèi)比分析。進(jìn)一步針對(duì)可控預(yù)充電階段提出了一種簡(jiǎn)單有效的解鎖控制策略，該策略能夠充分利用限流電阻的限流能力，將子模塊電容電壓快速提升至變換器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行需要的電容電壓，所提控制策略無(wú)需設(shè)計(jì)專(zhuān)門(mén)的預(yù)充電控制器，且能夠有效降低變換器由預(yù)充電過(guò)程轉(zhuǎn)為正常運(yùn)行過(guò)程時(shí)子模塊電容電壓的波動(dòng)，減小對(duì)電容器的沖擊，延長(zhǎng)電容器的使用壽命。最后，在PSCAD/EMTDC軟件仿真平臺(tái)上搭建了雙端MMC詳細(xì)仿真模型，仿真結(jié)果驗(yàn)證了所提控制策略的有效性。

模塊化多電平變換器(MMC);預(yù)充電;解鎖控制；電容電壓波動(dòng)

0 引言

由于控制靈活、子模塊結(jié)構(gòu)易于拓展，為高電壓大容量的交直流電能轉(zhuǎn)換提供了理想的解決方案，方便應(yīng)用于新一代柔性直流輸電[1]、新能源發(fā)電并網(wǎng)[2]以及交流電網(wǎng)異步互聯(lián)[3]等領(lǐng)域，模塊化多電平變換器(modular multilevel converter, MMC)自其誕生以來(lái)就受到了國(guó)內(nèi)外研究人員的廣泛關(guān)注，目前已有大量文獻(xiàn)針對(duì)MMC諸如子模塊電容均壓[4-5]、內(nèi)部環(huán)流抑制[6-7]等系統(tǒng)運(yùn)行控制與保護(hù)的關(guān)鍵問(wèn)題進(jìn)行了大量深入的研究。

目前，對(duì)MMC的研究重點(diǎn)主要集中在系統(tǒng)層級(jí)的控制器與控制方法設(shè)計(jì)方面[4-9]，在研究系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)通常認(rèn)為系統(tǒng)已經(jīng)具備一定的初始電壓[10]，對(duì)MMC的預(yù)充電啟動(dòng)過(guò)程的研究則相對(duì)較少[10-14]。與傳統(tǒng)兩電平變換器不同，MMC包含大量懸浮的子模塊電容，初始時(shí)刻，所有子模塊電容均無(wú)初始電壓；在進(jìn)入穩(wěn)定運(yùn)行工作狀態(tài)以前，需要采取相應(yīng)的控制策略先對(duì)子模塊電容進(jìn)行充電，將子模塊電容充電至穩(wěn)態(tài)運(yùn)行電壓。MMC的預(yù)充電啟動(dòng)過(guò)程是系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行的基礎(chǔ)，研究該過(guò)程具有十分重要的意義。

根據(jù)所利用的充電電源不同，MMC的預(yù)充電方式可以分為他勵(lì)方式和自勵(lì)方式兩大類(lèi)[15]。他勵(lì)方式是指利用額外的輔助充電電源對(duì)變換器子模塊電容進(jìn)行充電。自勵(lì)方式是指利用與變換器交流電網(wǎng)對(duì)子模塊電容進(jìn)行充電，以完成變換器的啟動(dòng)過(guò)程。他勵(lì)預(yù)充電方式控制方法簡(jiǎn)單，但是由于在實(shí)際工程應(yīng)用中子模塊的額定電壓可能會(huì)高達(dá)數(shù)千伏以上，要實(shí)現(xiàn)如此高電壓的直流電源并為變換器數(shù)十上百個(gè)子模塊電容完成充電，經(jīng)濟(jì)成本較高。因此更加經(jīng)濟(jì)可行的方案是利用系統(tǒng)固有網(wǎng)絡(luò)，再輔以專(zhuān)門(mén)的預(yù)充電控制策略，即通過(guò)自勵(lì)方式啟動(dòng)。

本文將MMC變換器的預(yù)充電啟動(dòng)過(guò)程分為不可控預(yù)充電啟動(dòng)過(guò)程和可控預(yù)充電過(guò)程進(jìn)行詳細(xì)研究。在不可控預(yù)充電階段，所有子模塊IGBT均處于封鎖狀態(tài)，此過(guò)程中，子模塊的工作狀態(tài)不受系統(tǒng)控制器控制，變換器的電壓電流響應(yīng)由電路本身的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)唯一決定。因此，對(duì)MMC預(yù)充電過(guò)程的控制主要是針對(duì)啟動(dòng)過(guò)程的第二階段，也就是可控預(yù)充電過(guò)程而言的。文獻(xiàn)[10,11]將斜率控制引入到MMC的可控預(yù)充電控制中，文獻(xiàn)[12]則重點(diǎn)分析了變換器不同接地方式對(duì)啟動(dòng)過(guò)程的影響。上述文獻(xiàn)對(duì)可控預(yù)充電過(guò)程的控制均是在旁路充電限流電阻的前提下進(jìn)行的，限流電阻作為限制MMC啟動(dòng)充電電流的關(guān)鍵部件，是MMC啟動(dòng)過(guò)程中必不可少的，在可控預(yù)充電階段旁路限流電阻則限制了其限流能力。為此，本文提出了一種簡(jiǎn)單有效的可控解鎖控制策略，該策略在可控預(yù)充電階段保持限流電阻投入到系統(tǒng)充電回路中，充分利用了限流電阻對(duì)充電電流的限制能力，將子模塊電容電壓快速提升至穩(wěn)態(tài)運(yùn)行值，并且能夠有效降低變換器從預(yù)充電過(guò)程轉(zhuǎn)為正常運(yùn)行時(shí)的電容電壓波動(dòng)。所設(shè)計(jì)的解鎖方案無(wú)需設(shè)計(jì)專(zhuān)門(mén)的預(yù)充電控制器，實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單，易于擴(kuò)展以適應(yīng)不同電平數(shù)的變換器。

1 MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與基本運(yùn)行特性

圖1所示為三相MMC拓?fù)鋱D，變換器的每個(gè)橋臂由若干個(gè)相同結(jié)構(gòu)的子模塊和一個(gè)橋臂電感Larm串聯(lián)而成。圖中Udc表示直流母線電壓，upi、uni分別表示i相單元上下橋臂對(duì)外的整體輸出電壓。

圖1 三相MMC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of 3 phase MMC

子模塊采用圖2所示的半橋型結(jié)構(gòu)；通過(guò)對(duì)T1、T2這2個(gè)IGBT進(jìn)行通斷控制，可以讓子模塊輸出不同電壓，如式(1)所示。

(1)

圖2 模塊化多電平變換器子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖Fig.2 Topology of submodule of MMC

式中：uSM為子模塊輸出電壓；uc表示子模塊電容電壓。

通過(guò)控制橋臂內(nèi)各個(gè)子模塊的輸出電壓，就可以改變橋臂對(duì)外輸出的整體電壓upi和uni。通過(guò)選擇合適數(shù)量的子模塊投入到相單元中，即可保持直流母線電壓穩(wěn)定；而在此前提下改變相單元上下橋臂投入的子模塊數(shù)，即可改變變換器交流側(cè)輸出電壓，實(shí)現(xiàn)目標(biāo)交流電壓輸出。

2 MMC啟動(dòng)過(guò)程

上述MMC穩(wěn)態(tài)運(yùn)行過(guò)程是建立在所有子模塊已經(jīng)具備穩(wěn)定電容電壓的基礎(chǔ)之上的。系統(tǒng)啟動(dòng)運(yùn)行時(shí)，所有子模塊電容電壓均為0；因此，需要先對(duì)子模塊電容進(jìn)行充電，即需要對(duì)MMC進(jìn)行啟動(dòng)控制。根據(jù)控制器能否對(duì)子模塊工作狀態(tài)進(jìn)行主動(dòng)控制，MMC的啟動(dòng)過(guò)程可以具體分為不可控充電過(guò)程和可控充電過(guò)程。

2.1 不可控充電過(guò)程

啟動(dòng)初始時(shí)刻，子模塊控制保護(hù)單元并無(wú)工作電壓，IGBT脈沖均處于封鎖狀態(tài)，系統(tǒng)開(kāi)始不可控充電過(guò)程。此階段的響應(yīng)過(guò)程是系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)決定的，此時(shí)，子模塊的工作狀態(tài)由流經(jīng)子模塊的橋臂電流方向唯一決定，如圖3所示，圖中帶箭頭虛線表示橋臂電流流通路徑。

圖3 不可控充電階段子模塊的工作模式Fig.3 Working modes of submodule with automatic charging

由圖3所示的子模塊2種工作模式可知，在不可控充電階段，子模塊拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)決定了交流系統(tǒng)提供的充電電源會(huì)對(duì)子模塊電容進(jìn)行充電，且不存在使子模塊電容放電的情況。子模塊的這種工作特性決定了變換器可以通過(guò)不可控預(yù)充電階段預(yù)先建立一定的電容電壓，以方便子模塊的控制保護(hù)單元啟動(dòng)，從而進(jìn)行后續(xù)的可控充電并完成變換器的啟動(dòng)過(guò)程。

圖4所示為不可控充電過(guò)程中充電電流流通路徑，為不失一般性，考慮背靠背雙端系統(tǒng)。

圖4 不可控預(yù)充電電流路徑Fig.4 Automatic pre-charging current path

圖中MMC1連接強(qiáng)交流網(wǎng)絡(luò)，并利用交流側(cè)電網(wǎng)電壓完成預(yù)充電；MMC2通過(guò)直流母線與MMC1相連，并利用直流母線電壓對(duì)子模塊電容進(jìn)行充電。由于三相橋臂對(duì)稱(chēng)，圖中只畫(huà)出MMC2的一相單元以示說(shuō)明。對(duì)圖4所示的背靠背系統(tǒng)，無(wú)論換流器MMC2交流側(cè)連接有源網(wǎng)絡(luò)還是無(wú)源網(wǎng)絡(luò)，都可以采用上述方法完成系統(tǒng)的啟動(dòng)過(guò)程。

圖4中Rlim表示為限流電阻，帶箭頭虛線表示交流a相電壓高于b相電壓時(shí),兩端換流器內(nèi)部充電電流的流通路徑。隨著交流系統(tǒng)交流電壓不斷交變，交流側(cè)電流在變換器6個(gè)橋臂中不斷地?fù)Q相，橋臂電流的換相過(guò)程類(lèi)似于三相不可控整流過(guò)程。與不可控整流不同的是，換流器啟動(dòng)過(guò)程中的“負(fù)載”電容不再固定在直流側(cè)，而是根據(jù)橋臂之間的電流換相過(guò)程而選擇性地接入換流器的各個(gè)橋臂上。而具體接入換流器的哪一個(gè)橋臂，需要視橋臂電流性質(zhì)而定：具體到某一時(shí)刻，當(dāng)橋臂電流大于零時(shí)， 二極管D1導(dǎo)通，該橋臂上的“負(fù)載”電容被投入充電，如圖3(a)所示。隨著橋臂電流方向不斷改變，根據(jù)圖3所示子模塊的2種工作模式，當(dāng)橋臂電流為充電電流時(shí)，子模塊電容被充電，否則子模塊電容電壓保持不變，直至所有充電回路上子模塊電容串聯(lián)電壓等于交流系統(tǒng)提供的充電電壓，不可控充電過(guò)程完成。根據(jù)文獻(xiàn)[10]的分析，經(jīng)過(guò)不可控充電過(guò)程，MMC1、MMC2中子模塊電容能被充至的最高電壓分別為：

式中：ULL表示變換器交流側(cè)線電壓幅值；N表示變換器每個(gè)橋臂包含的子模塊數(shù)。

如圖4所示，為了避免預(yù)充電過(guò)程中出現(xiàn)過(guò)大的充電電流，需要在充電回路上加裝限流電阻。根據(jù)文獻(xiàn)[15]的分析，預(yù)充電過(guò)程中的最大充電電流出現(xiàn)不可控充電開(kāi)始的瞬間，此時(shí)，所有子模塊電容均未被充電，直流母線電壓為0，直流母線近似為短路，變換器的充電回路可等效為圖5。

圖5 預(yù)充電開(kāi)始時(shí)刻的系統(tǒng)等效電路圖Fig.5 Equivalent circuit of system when pre-charging starts

根據(jù)以上等效電路圖，可以求得預(yù)充電過(guò)程中的電流最大值：

(4)

式中：Uph表示變換器交流側(cè)相電壓有效值，Req和Leq代表的等效阻抗均很小，橋臂電感Larm的取值為毫亨數(shù)量級(jí)，其等效阻抗相對(duì)于限流電阻Rlim都比較小，故Icharge_max的計(jì)算結(jié)果主要取決于限流電阻的取值。為保證系統(tǒng)的安全啟動(dòng)，Icharge_max不能超過(guò)換流器橋臂所能承受的最大電流，該最大電流的取值是由變換器的開(kāi)關(guān)器件IGBT、二極管以及電容等元器件的通流能力決定的。

2.2 可控充電過(guò)程

由上一節(jié)分析可知，經(jīng)過(guò)不可控充電過(guò)程預(yù)充電，MMC子模塊電容能夠建立一定電壓，但是不能充電至變換器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行所需的工作電壓，因此，需要進(jìn)一步抬升子模塊電容電壓，即利用子模塊的控制保護(hù)單元對(duì)子模塊工作狀態(tài)進(jìn)行主動(dòng)控制實(shí)現(xiàn)可控充電。

現(xiàn)有文獻(xiàn)對(duì)可控充電過(guò)程的控制主要是采用旁路限流電阻、引入斜率控制等專(zhuān)門(mén)的預(yù)充電控制器以進(jìn)一步提升子模塊電容電壓。此類(lèi)方法一方面沒(méi)能充分利用限流電阻的限流能力，另一方面因?yàn)橐肓藢?zhuān)門(mén)的控制器，增加了系統(tǒng)設(shè)計(jì)的復(fù)雜程度。為此，本文設(shè)計(jì)了一種簡(jiǎn)單有效的可控充電解鎖控制策略，利用限流電阻的限流能力，對(duì)變換器各個(gè)橋臂內(nèi)的子模塊進(jìn)行逐個(gè)解鎖充電。該策略只需要每個(gè)子模塊根據(jù)所在橋臂電流方向選擇投入或切除操作，并由最后1個(gè)子模塊返回橋臂充電完成的標(biāo)志信號(hào)，直到所有橋臂的子模塊電容均被充電至穩(wěn)態(tài)運(yùn)行電壓，啟動(dòng)過(guò)程完成。所提可控充電解鎖流程如圖6所示。

由上述解鎖過(guò)程可知，由于每個(gè)橋臂每個(gè)時(shí)刻最多只投入了1個(gè)子模塊進(jìn)行預(yù)充電，所以在此階段也會(huì)出現(xiàn)較大的充電電流。但由于此時(shí)系統(tǒng)中所有子模塊電容已經(jīng)具備一定直流電壓，故這一階段的電流最大值并不會(huì)超過(guò)式(4)所示的最大充電電流，因此，采用上述解鎖控制策略,不會(huì)影響限流電阻的配置。

圖6 可控預(yù)充電解鎖流程Fig.6 Unlock process of controlled pre-charging

由流程圖可知，為適應(yīng)不同電平數(shù)的變換器的解鎖控制，只需要改變參數(shù)N即可，十分便于擴(kuò)展至不同的電平數(shù)，且所提策略無(wú)需設(shè)計(jì)專(zhuān)門(mén)的控制器即可將所有子模塊電容充電至穩(wěn)態(tài)運(yùn)行所需的電壓，大大簡(jiǎn)化了MMC的啟動(dòng)控制。

圖7 MMC預(yù)充電仿真模型拓?fù)鋱DFig.7 Topology of MMC pre-charging simulation model

3 仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提解鎖控制策略的有效性，采用所提策略對(duì)圖7所示的雙端MMC 系統(tǒng)的啟動(dòng)過(guò)程在PSCAD/EMTC軟件平臺(tái)上進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，仿真參數(shù)設(shè)置如下：變換器交流側(cè)相電壓幅值Uph_M=20 kV，子模塊數(shù)N=10，限流電阻Rlim=20 Ω，橋臂電感Larm=4 mH，子模塊電容C=6 000 μF，子模塊電容參考電壓Ucref=4 kV，仿真過(guò)程中變換器MMC2交流側(cè)與交流系統(tǒng)2斷開(kāi)連接，仿真結(jié)果如圖8—10所示。

圖8 MMC預(yù)充電啟動(dòng)過(guò)程仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of pre-charging process of MMC

圖9 不可控預(yù)充電與不可控整流對(duì)比仿真結(jié)果Fig.9 Comparison of uncontrolled charging process and uncontrolled rectifying process

圖8(a)為預(yù)充電時(shí)MMC1和MMC2中a相單元上橋臂子模塊電容電壓波形，其余橋臂的電容電壓波形與此類(lèi)似，在此不再一一列舉。圖8(b)為預(yù)充電過(guò)程中變換器交流側(cè)充電電流波形。圖中虛線前后分別表示不可控預(yù)充電和可控預(yù)充電兩個(gè)啟動(dòng)階段。由圖8(a)可知，在不可控預(yù)充電階段，子模塊電容電壓波形從零逐漸上升為穩(wěn)態(tài)值，近似于一階RC電路的零狀態(tài)響應(yīng)，且充電電流的最大值出現(xiàn)在預(yù)充電過(guò)程開(kāi)始的瞬間，如圖8(b)所示，與前文理論分析相一致。在本文設(shè)置的仿真算例中，啟動(dòng)初始時(shí)刻的最大充電電流約為1 kA，根據(jù)設(shè)置的仿真參數(shù)，仿真結(jié)果與式(4)所示的理論計(jì)算結(jié)果相符。

待所有子模塊電容電壓均被充電至不可控預(yù)充電過(guò)程的穩(wěn)態(tài)值后，系統(tǒng)進(jìn)入可控預(yù)充電階段。由圖中虛線以后的仿真波形可以看出，在可控預(yù)充電階段，橋臂中子模塊電容電壓被逐個(gè)抬升至其穩(wěn)態(tài)參考值4 kV，之后即被旁路，電容電壓保持不變。

在可控預(yù)充電階段，交流側(cè)也出現(xiàn)了較大的充電電流，但此時(shí)的充電電流最大值并未超過(guò)不可控充電過(guò)程開(kāi)始時(shí)刻的電流峰值，如圖8(b)中點(diǎn)劃線所示，與前文理論分析結(jié)果相符。

為進(jìn)一步詳細(xì)分析不可控充電過(guò)程中子模塊電容電壓抬升過(guò)程，將MMC變換器的不可控充電過(guò)程和三相不可控整流過(guò)程進(jìn)行了仿真對(duì)比分析，仿真結(jié)果如圖9所示。

圖10 預(yù)充電轉(zhuǎn)正常運(yùn)行對(duì)比仿真結(jié)果Fig.10 Simulation results between the pre-charging Procedure and normal operation

圖中藍(lán)色曲線為不可控預(yù)充電過(guò)程中變換器MMC1的a相單元中上下橋臂子模塊電容電壓，綠色曲線表示相同工況下三相全橋不可控整流器的橋臂電流波形。對(duì)比仿真波形可知，MMC1中橋臂子模塊電容電壓均是在相應(yīng)橋臂流過(guò)充電電流的時(shí)間段被抬升，而在其他時(shí)刻電容電壓則保持不變，驗(yàn)證了前文的理論分析結(jié)論。

為驗(yàn)證本文解鎖控制方案的平滑性，將本文所述方案與在不可控充電后直接引入雙閉環(huán)的控制方法[16]進(jìn)行了對(duì)比仿真研究，仿真結(jié)果如圖10所示。圖10中子圖(a)(b)和(c)(d)所示分別為直接引入雙閉環(huán)控制和本文第2節(jié)所述解鎖控制策略的仿真結(jié)果。對(duì)比2種控制策略的仿真結(jié)果可知，若直接采用雙閉環(huán)控制，在變換器由預(yù)充電轉(zhuǎn)正常運(yùn)行時(shí)，子模塊電容電壓會(huì)出現(xiàn)較大波動(dòng)，過(guò)大的電壓波動(dòng)會(huì)增加對(duì)子模塊電容的沖擊，縮短電容器使用壽命；而在本文所述的解鎖策略控制下，由于子模塊電容電壓已經(jīng)預(yù)先被充電至穩(wěn)態(tài)運(yùn)行電壓，變換器由預(yù)充電轉(zhuǎn)至正常運(yùn)行時(shí)子模塊電容電壓波動(dòng)幅值顯著降低，工作狀態(tài)的切換過(guò)程更為平滑，電壓波動(dòng)對(duì)電容器造成的沖擊明顯減小，有利于延長(zhǎng)子模塊電容器的使用壽命。

4 結(jié)論

本文將MMC的啟動(dòng)過(guò)程劃分為不可控充電過(guò)程和可控充電過(guò)程進(jìn)行了深入研究。通過(guò)將不可控充電過(guò)程和三相不可控整流過(guò)程進(jìn)行了對(duì)比，詳細(xì)分析了不可控充電過(guò)程中MMC子模塊電容電壓的抬升過(guò)程。針對(duì)可控充電過(guò)程，提出了一種解鎖控制方案，該策略能夠在不可控充電的基礎(chǔ)之上將所有子模塊電容電壓快速抬升至變換器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行所需電壓水平，減小變換器切換工作狀態(tài)時(shí)的電容電壓波動(dòng)，降低對(duì)子模塊電容器的沖擊，有利于延長(zhǎng)子模塊電容器的使用壽命。所提解鎖控制策略實(shí)現(xiàn)方法簡(jiǎn)單，便于擴(kuò)展到不同的電平數(shù)，具備一定的工程應(yīng)用價(jià)值。

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Pre-Charging Control Strategy for Modular Multilevel Converter

YAO Jun1, TAN Yi1, ZHAO Lei2

(1. State Key Laboratory of Power Transmission Equipment & System Security and New Technology(Chongqing University), Shapingba 400044, Chongqing, China;2. Mianyang Power Supply Company, State Grid Corporation of China, Mianyang 621000, Sichuan Province, China)

The pre-charging process of modular multilevel converter (MMC) could be divided into uncontrolled pre-charging process and controlled pre-charging process. By comparing the uncontrolled pre-charging process with the uncontrolled rectifying process of 3-phase full bridge, the increase process of sub-module capacitor voltage was fully analyzed. Furthermore, a simple and effective unlock control strategy was proposed for the controlled charging process. The proposed strategy could quickly charge all the sub-module capacitors to the voltage required for the steady state operation of MMC. With the proposed unlock strategy, no indicated pre-charging controller was required, and the voltage fluctuation of sub-module capacitor could be significantly reduced when the converter switching to the normal operation after pre-charging. The decrease of the voltage fluctuation could effectively reduce the voltage impact of the capacitors and thus extend the lifespan of the sub-module capacitors. Finally, a detailed simulation model of a double terminal MMC was built on PSCAD/EMTDC to verify the effectiveness of the developed control strategy.

modular multilevel converter(MMC); pre-charging; unlock control; capacitor voltage fluctuation

姚駿

TM46

A

2096-2185(2016)01-0033-07

教育部中央高?；究蒲袠I(yè)務(wù)費(fèi)重點(diǎn)項(xiàng)目(106112015CDJZR155516)

2016-05-10

姚駿(1979—)，男，博士，教授，博士生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)殡姍C(jī)及其控制、電力電子與電力傳動(dòng)、風(fēng)電技術(shù)以及新能源電能變換技術(shù)，topyj@163.com;

譚義(1991—)，男，碩士研究生，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)， cqutanyi@foxmail.com;

趙磊(1991—)，男，碩士，主要研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)，184962239@qq.com。

Project supported by the Fundamental Research Funds for the Central Universities (106112015CDJZR155516)