胡 龍， 羅 安， 劉月華， 謝龍?jiān)＃?卓燕平

(1.湖南大學(xué)電氣學(xué)院，湖南長沙410082；2.國網(wǎng)南平供電公司，福建南平353000)

雙向高效高功率因數(shù)電動(dòng)汽車充電機(jī)研究

胡 龍1,2， 羅 安1， 劉月華1， 謝龍?jiān)?， 卓燕平2

(1.湖南大學(xué)電氣學(xué)院，湖南長沙410082；2.國網(wǎng)南平供電公司，福建南平353000)

電動(dòng)汽車作為一種高效、節(jié)能、零排放的交通工具，將成為未來城市的主導(dǎo)。而對充電機(jī)的研究，將直接影響未來電動(dòng)汽車的發(fā)展。針對傳統(tǒng)電動(dòng)汽車充電機(jī)的結(jié)構(gòu)，提出了一種高效且高功率因數(shù)、低諧波含量、能量雙向流動(dòng)的充電機(jī)結(jié)構(gòu)。該結(jié)構(gòu)前級(jí)采用三相電壓型PWM整流器，后級(jí)DC/DC變換電路采用電流可逆斬波電路。針對前級(jí)，推導(dǎo)了一種功率前饋的無差拍控制，該方法實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的快速、無差整流。針對后級(jí)，提出了一種基于馬斯定律的自適應(yīng)多階段恒流充電控制，能夠有效地延長蓄電池的使用壽命和縮短充電時(shí)間。最后通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提結(jié)構(gòu)與方法能夠?qū)崿F(xiàn)充電機(jī)的雙向高效、高功率因數(shù)、低諧波功能。

充電機(jī)；PWM整流器；DC/DC；功率前饋；無差拍；多階段恒流

隨著電動(dòng)汽車(EV)的飛速發(fā)展，充電設(shè)施中的非線性、沖擊性以及不對稱負(fù)荷所產(chǎn)生的諧波引起電能質(zhì)量指標(biāo)惡化，干擾了電力設(shè)備及電氣負(fù)載的正常運(yùn)行。充電機(jī)是將三相交流電變?yōu)楦邏褐绷鳎缓笤俳?jīng)過DC/DC變換將其變?yōu)樾铍姵啬軌蚪邮艿牡蛪褐绷鳌?/p>

目前充電機(jī)主要的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)由三相不可控整流器和高頻變壓器隔離DC/DC變換器組成。特點(diǎn)是電網(wǎng)側(cè)電流諧波大、變換效率低。文獻(xiàn)[1]針對該結(jié)構(gòu)功率因數(shù)低、諧波含量高的缺點(diǎn)提出了加有源電力濾波器(APF)的方案。為此，本文研究了一種三相電壓型PWM整流器+電流可逆斬波電路。該結(jié)構(gòu)減少了開關(guān)數(shù)量，去掉了高頻變壓器，降低了系統(tǒng)成本和損耗，且能實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，不僅能做到給電池充電，而且還能將電池的能量回饋給電網(wǎng)。

本文研究的電動(dòng)汽車充電機(jī)結(jié)構(gòu)，前級(jí)是三相電壓型PWM整流器，后級(jí)是電流可逆斬波電路。本文首先對該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了簡單建模，并與傳統(tǒng)充電機(jī)結(jié)構(gòu)進(jìn)行比較[2-3]，然后針對充電機(jī)前級(jí)采用了一種功率前饋的無差拍控制策略[4-6]，實(shí)現(xiàn)了系統(tǒng)的高功率因數(shù)、低諧波和快速響應(yīng)運(yùn)行；后級(jí)根據(jù)蓄電池特性[7-9]，提出了一種基于馬斯定律的多階段恒流充電控制策略，實(shí)現(xiàn)了蓄電池的高效快速充電。最后，通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證該結(jié)構(gòu)和控制策略的正確性。

1 電動(dòng)汽車充電機(jī)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)分析

目前市場上最主流的電動(dòng)汽車充電機(jī)結(jié)構(gòu)采用的是三相不控整流+高頻變壓器隔離DC/DC變換器。該結(jié)構(gòu)最大的缺點(diǎn)是電網(wǎng)側(cè)電流諧波含量大。針對這一缺點(diǎn)有人提出了一種并聯(lián)APF的充電機(jī)，其結(jié)構(gòu)如圖1所示。該結(jié)構(gòu)通過APF發(fā)出一個(gè)與負(fù)載諧波幅值相同相位相反的電流波形，從而達(dá)到消除電網(wǎng)側(cè)諧波的目的。該結(jié)構(gòu)需要先檢測負(fù)載諧波電流然后進(jìn)行治理，復(fù)雜了系統(tǒng)的設(shè)計(jì)。

圖1 并聯(lián)APF的電動(dòng)汽車充電機(jī)結(jié)構(gòu)

為了實(shí)現(xiàn)充電機(jī)的高效運(yùn)行，降低諧波含量和系統(tǒng)成本，提高功率因數(shù)和實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，本文提出了一種高效高功率因數(shù)的電動(dòng)汽車充電機(jī)結(jié)構(gòu)，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。它由前級(jí)的三相電壓型PWM整流器和后級(jí)的電流可逆斬波電路組成。圖中為電網(wǎng)側(cè)三相電壓源，為網(wǎng)側(cè)濾波電感為網(wǎng)側(cè)輸入電流，功率開關(guān)器件使用IGBT，為高壓直流側(cè)電容且為輸出濾波電感，為輸出直流側(cè)電容。為分析方便，首先定義單極性二值邏輯開關(guān)函數(shù)為：

圖2 高效高功率因數(shù)充電機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

對前級(jí)應(yīng)用基爾霍夫電壓定律有式(2)：

根據(jù)式(2)可以得到前級(jí)的等效電路圖，如圖3所示。

圖3 前級(jí)PWM整流器的等效模型

后級(jí)的電流可逆斬波DC/DC電路，可以理解為由一個(gè)Boost電路和一個(gè)Buck電路組成的復(fù)合電路。該電路不僅能實(shí)現(xiàn)電流的正向流動(dòng)，還能夠?qū)崿F(xiàn)電流的逆向流動(dòng)，從而為整個(gè)充電機(jī)能量的雙向流動(dòng)奠定了基礎(chǔ)。在該電路中，和構(gòu)成降壓斬波電路，由高壓直流側(cè)向蓄電池充電；和構(gòu)成升壓斬波電路，把蓄電池的能量反饋給高壓直流側(cè)。

根據(jù)上面的分析我們建立了電流可逆斬波電路在兩種狀態(tài)下的等效電路，如圖4所示。

圖4 電流可逆斬波等效電路

將其化簡得輸出電壓：

同理可得圖4(b)的輸出電壓：

通過前面的分析我們可以看出，當(dāng)充電機(jī)給蓄電池充電時(shí)，只要將關(guān)斷，調(diào)節(jié)的導(dǎo)通占空比就可以得到需要的充電電壓，當(dāng)蓄電池給電網(wǎng)回饋能量時(shí)，只要將關(guān)斷，調(diào)節(jié)的導(dǎo)通占空比就可以得到需要的整流器直流側(cè)電壓。

2 三相VSR的功率前饋無差拍控制

為實(shí)現(xiàn)三相VSR對直流側(cè)負(fù)載功率的快速跟蹤和提高系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能，本文采用了基于功率前饋的有功電流控制。對于充電機(jī)來說我們可以將整個(gè)后級(jí)當(dāng)作三相VSR的非線性負(fù)載，這樣我們只要檢測前級(jí)的輸出功率即可。假設(shè)其輸出功率為，理想情況下，認(rèn)為系統(tǒng)的開關(guān)損耗為0，根據(jù)能量守恒原理有：

為了維持PWM整流器直流側(cè)電壓的穩(wěn)定并彌補(bǔ)整個(gè)系統(tǒng)的能量損失，采用一個(gè)PI調(diào)節(jié)器來實(shí)現(xiàn)直流側(cè)電壓外環(huán)的調(diào)節(jié)：

為了實(shí)現(xiàn)內(nèi)環(huán)電流的快速跟蹤，本文采用一種電流無差拍控制方法，能夠?qū)崿F(xiàn)快速準(zhǔn)確跟蹤指令電流。由式(8)計(jì)算出PWM整流器網(wǎng)側(cè)有功電流分量，由式(9)得到直流側(cè)電壓的電流調(diào)節(jié)信號(hào)，則總有功電流分量信號(hào)為：

式中：“+”表示整流模式，“－”表示逆變模式。因此只要改變參考電流調(diào)節(jié)信號(hào)的正負(fù)號(hào)即可實(shí)現(xiàn)兩種模式的切換。

在穩(wěn)態(tài)時(shí)，根據(jù)雙極性PWM控制方式，可將式(3)離散化得到占空比表達(dá)式(12):

圖5 功率前饋的無差拍控制框圖

3 自適應(yīng)多階段恒流充電控制

當(dāng)充電機(jī)處于充電狀態(tài)時(shí)，其負(fù)載是蓄電池，它是一種電、化學(xué)、熱力學(xué)的綜合系統(tǒng)，其動(dòng)態(tài)特性相當(dāng)復(fù)雜。根據(jù)馬斯定律，得到蓄電池的最大可接受充電電流曲線，如圖6所示。根據(jù)圖6我們可以知道，電池的充電電流只能在接受區(qū)內(nèi)，且越接近最大可接受充電電流曲線，電池的充電時(shí)間就越短。目前常規(guī)的充電方式有兩種，分別是恒壓充電和恒流充電。若蓄電池采用恒壓充電，在充電前期充電電流相當(dāng)大，易造成被充蓄電池過流或充電設(shè)備損壞；在充電后期，對電池電壓的變化很難補(bǔ)償，所以很難將蓄電池完全充滿。另外由于不能調(diào)整充電電流的大小，不適合初次充電和長時(shí)間放置的蓄電池充電；若蓄電池采用恒流充電，一般使用0.1～0.2的電流給電池充電，充電時(shí)間太長。針對上面的問題，本文提出了一種多階段恒流充電方式。其思想就是通過電池管理系統(tǒng)實(shí)時(shí)檢測電池的端電壓、溫度和充電時(shí)間來判斷各個(gè)充電階段的充電電流。其充電曲線如圖6所示。從圖6可以看到，我們將充電電流在0.2～1.2范圍內(nèi)分成六個(gè)充電階段，最后進(jìn)行浮充階段，電流為0.1，時(shí)間為。各個(gè)分階段分別對電池進(jìn)行恒流充電，通過設(shè)置各個(gè)分階段電池電壓的上限，當(dāng)電池電壓上升到規(guī)定值時(shí)轉(zhuǎn)入下一個(gè)分階段充電。充電階段分得越多，其充電曲線就越接近理想充電曲線，充電速度也就越快。

圖6 多階段恒流充電曲線

對充電機(jī)的后級(jí)來說，為了實(shí)現(xiàn)前面所說的多階段恒流充電，本文提出了一種電壓電流雙環(huán)控制，其控制框圖如圖7所示。

圖7 電壓電流雙環(huán)控制

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文提出的雙向高效高功率因數(shù)的電動(dòng)汽車充電機(jī)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方法的正確性，利用電力仿真軟件PSIM6.0搭建了充電機(jī)的模型進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真參數(shù)為：充電機(jī)輸出功率為20 kW，網(wǎng)側(cè)相電壓有效值220 V，頻率50 Hz；前級(jí)直流側(cè)為兩個(gè)10 000 μF的電容串聯(lián)；直流側(cè)電壓參考值為700 V；電網(wǎng)側(cè)濾波電感1.0 mH；前級(jí)IGBT開關(guān)頻率為10 kHz；后級(jí)IGBT開關(guān)頻率為10 kHz；后級(jí)輸出濾波電感0.5 mH；后級(jí)輸出電容2 000 μF。

為了驗(yàn)證充電機(jī)運(yùn)行在給蓄電池充電狀態(tài)時(shí)前級(jí)功率前饋無差拍控制方法的快速跟蹤和系統(tǒng)響應(yīng)速度，將仿真分為2個(gè)階段：(1)0～0.2 s時(shí)為空載運(yùn)行；(2)0.2～0.4 s時(shí)投入負(fù)載運(yùn)行，并將其與傳統(tǒng)雙PI控制進(jìn)行了比較，得到了如圖8所示的直流側(cè)電壓仿真波形。

圖8 兩種不同控制方法時(shí)的三相VSR直流側(cè)電壓波形

在0～0.2 s穩(wěn)壓過程中，圖8(a)的電壓調(diào)節(jié)時(shí)間長且出現(xiàn)了超調(diào)，而圖8(b)的電壓調(diào)節(jié)時(shí)間短、沒有超調(diào)。在0.2 s投入負(fù)載后，圖8(a)的電壓出現(xiàn)了較大的波動(dòng)，經(jīng)過了較長時(shí)間才穩(wěn)定，而圖8(b)的電壓只是出現(xiàn)了較小的下跌，很快就回到穩(wěn)定狀態(tài)。圖9為充電機(jī)雙向運(yùn)行狀態(tài)下電網(wǎng)側(cè)a相電壓與電流的仿真波形。圖9(a)為充電機(jī)給蓄電池充電時(shí)a相電壓和電流波形，從圖中我們可以看到電壓和電流的相位幾乎相同，功率因數(shù)達(dá)到了0.99。圖9(c)為充電機(jī)作為逆變器回饋能量時(shí)電壓和電流波形。從圖中可以看到電流與電壓相位相差180°，實(shí)現(xiàn)了能量的高效回饋。圖10為多階段恒流充電的充電電流與充電電壓，從圖中可以看出當(dāng)充電電壓到達(dá)某一個(gè)定值時(shí)，充電電流發(fā)生變化。

5 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了進(jìn)一步驗(yàn)證雙向高效高功率因數(shù)充電機(jī)的有效性，在實(shí)驗(yàn)室搭建了功率為20 kW的硬件平臺(tái)。充電機(jī)運(yùn)行在充電狀態(tài)時(shí)采用可變電阻代替蓄電池，運(yùn)行在逆變狀態(tài)時(shí)采用一朝陽電源代替蓄電池?？刂齐娐凡捎肨MS320F2812作為核心的DSP數(shù)字控制器，功率開關(guān)器件選用英飛凌公司生產(chǎn)的IGBT模塊，其型號(hào)為FF300R12ME4，其他實(shí)驗(yàn)參數(shù)與仿真參數(shù)相同。

圖11為Fluck示波器在實(shí)驗(yàn)現(xiàn)場采集到的電壓電流波形。圖11(a)為充電機(jī)給負(fù)載充電時(shí)網(wǎng)側(cè)A相電壓與電流波形，從波形可以看出電壓與電流相位幾乎一致，實(shí)現(xiàn)了單位功率因數(shù)充電。圖11(b)為充電機(jī)作為逆變裝置給電網(wǎng)反饋能量時(shí)網(wǎng)側(cè)A相電壓與電流波形，從波形可以看出電壓與電流相位完全相反，實(shí)現(xiàn)了能量的高效回饋。

圖9 電網(wǎng)側(cè)A相電壓與電流仿真波形

圖10 多階段充電電流與充電電壓仿真波形

6 結(jié)論

本文研究了一種雙向高效高功率因數(shù)的電動(dòng)汽車充電機(jī)。其前級(jí)是三相電壓型PWM整流器，通過采用功率前饋無差拍控制方法來實(shí)現(xiàn)電流的快速跟蹤與響應(yīng)；后級(jí)采用電流可逆斬波電路，從結(jié)構(gòu)上分析了該結(jié)構(gòu)雙向運(yùn)行的情況，并從理論上提出了一種基于馬斯定律的自適應(yīng)多階段恒流充電控制方法。實(shí)驗(yàn)證明本文研究的雙向高效高功率因數(shù)充電機(jī)能夠?qū)崿F(xiàn)雙向高效、高功率因數(shù)、低諧波功能。

圖11 電網(wǎng)側(cè)A相電壓與電流實(shí)驗(yàn)波形

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Dual purpose high-efficient and high-power-factor of electric vehicle charger

As a kind of high efficient energy-saving and zero mission vehicle,electric vehicle would play a leading role in the city life in the future.The research of charger would have a direct impact on the future development of electric vehicle.Based on the traditional electric vehicle charger structure,a high efficiency,high power factor,low harmonic and a dual purpose of charger structure was put forward.Three-phase voltage source PWM rectifier was used by preceding stage of this structure.Current reversible chopper circuit was used by the later stage.For the preceding stage,a power feed-forward dead-beat control method was derived,which could realize quickly rectifying.For the later stage,a multi-stage constant current charging control based on the law of Mass was proposed,which could effectively prolong the service life of battery and shorten the charging time.Finally,simulation and experiment results verify the correctness of the proposed structure and the method can achieve dual purpose high-efficiency, high-power-factor and low harmonic function of charger.

charger;PWM rectifier;DC/DC;power feed-forward;dead-beat;multi-stage constant current

TM 571

A

1002-087 X(2016)03-0700-05

2015-08-13

國家“973”基礎(chǔ)研究計(jì)劃(2009CB219706)

胡龍(1987—)，男，湖南省人，碩士生，主要研究方向?yàn)镻WM整流器和電動(dòng)汽車充電機(jī)。