舒 汀，陳新竹，余啟波，郁文賢

(上海交通大學(xué) 上海市智能探測(cè)與識(shí)別重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 上海 200240)

·DBF在現(xiàn)代雷達(dá)中的應(yīng)用·

子陣級(jí)數(shù)字波束形成抗多主副瓣干擾及測(cè)角技術(shù)

舒 汀，陳新竹，余啟波，郁文賢

(上海交通大學(xué) 上海市智能探測(cè)與識(shí)別重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室， 上海 200240)

對(duì)于大型的二維相掃雷達(dá)天線陣列，數(shù)字波束形成通常在子陣上完成，以減少數(shù)字接收機(jī)的數(shù)量并降低成本。基于子陣級(jí)數(shù)字波束形成，文中提出了一種改進(jìn)的自適應(yīng)信號(hào)處理架構(gòu)，在低成本的情況下，同時(shí)抑制多個(gè)主副瓣干擾，并保持對(duì)目標(biāo)的單脈沖測(cè)角精度。首先，每個(gè)子陣內(nèi)部形成非自適應(yīng)的波束并轉(zhuǎn)化為數(shù)字輸出；再利用行和列波束的分維特性，在子陣級(jí)形成自適應(yīng)波束，進(jìn)行干擾抑制處理；最后，分別將各個(gè)行或列波束合成為全陣列的俯仰或方位和差波束，用于目標(biāo)的單脈沖測(cè)角。與傳統(tǒng)的四通道抗主瓣干擾相比，該方法在合成和差波束前，基于子陣級(jí)數(shù)字波束完成自適應(yīng)干擾的抑制。因此，充分利用了有限的自由度，挖掘了子陣級(jí)數(shù)字陣列抗同時(shí)多個(gè)主副瓣干擾的能力。還結(jié)合相控陣?yán)走_(dá)實(shí)例，給出了仿真結(jié)果，驗(yàn)證了該方法的有效性。總的來說，所提出的陣列信號(hào)處理架構(gòu)，在降低系統(tǒng)復(fù)雜度和成本的同時(shí)，大大提高了雷達(dá)系統(tǒng)的抗干擾能力。

子陣級(jí)數(shù)字波束形成；多干擾抑制；單脈沖測(cè)角

0 引 言

現(xiàn)代雷達(dá)采用相控陣技術(shù)，通過電子掃描可靈活精確地控制波束指向，具有搜索和跟蹤多個(gè)目標(biāo)的能力，進(jìn)而推動(dòng)了多功能雷達(dá)的產(chǎn)生與發(fā)展。數(shù)字波束形成技術(shù)則基于數(shù)字接收機(jī)使用數(shù)字信號(hào)處理算法代替了傳統(tǒng)的模擬器件來合成波束，是新一代陣列雷達(dá)的重要突破之一。該技術(shù)可用于實(shí)現(xiàn)同時(shí)多波束、自適應(yīng)信號(hào)處理、精確的角度估計(jì)以及陣列自我修復(fù)等[1]。但是，二維相位掃描的平面相控陣接收天線由成千上萬(wàn)個(gè)陣元構(gòu)成，采用全數(shù)字陣在陣元級(jí)實(shí)現(xiàn)數(shù)字波束形成會(huì)造成設(shè)備量急劇增大和成本劇增，且數(shù)據(jù)量巨大，對(duì)軟硬件數(shù)據(jù)處理能力的要求極高[2]。在實(shí)際的相控陣?yán)走_(dá)系統(tǒng)中，比較合理的解決方法是將整個(gè)平面相控陣分成若干個(gè)子陣，合成子陣波束后轉(zhuǎn)化為數(shù)字輸出，以減少數(shù)字接收機(jī)的數(shù)量，降低成本。該結(jié)構(gòu)是模擬和數(shù)字波束形成的混合模式[3]：非自適應(yīng)的模擬波束形成在子陣內(nèi)部由每個(gè)陣元的T/R組件移相器完成；每個(gè)子陣輸出的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)后，合成所需的數(shù)字波束。

相控陣?yán)走_(dá)工作在復(fù)雜的電磁環(huán)境中，面臨各類干擾信號(hào)，會(huì)使得雷達(dá)性能下降，無法對(duì)目標(biāo)進(jìn)行探測(cè)、定位和跟蹤[4]。采用自適應(yīng)數(shù)字波束形成技術(shù)后，雷達(dá)抗干擾的能力大大提高。實(shí)際上，相控陣?yán)走_(dá)的抗干擾能力可以用空域自由度來衡量，空域自由度由通道數(shù)字接收機(jī)的個(gè)數(shù)決定。理論上，自由度的大小決定了雷達(dá)可以消除的最大干擾數(shù)目。目前為止，抗副瓣干擾技術(shù)的研究和應(yīng)用均已成熟，抗主瓣干擾問題則面臨更大的挑戰(zhàn)。Applebaum[5-6]提出基于四通道波束的自適應(yīng)數(shù)字波束形成架構(gòu)，可以在消除主瓣干擾的同時(shí)保持對(duì)目標(biāo)測(cè)角的精度。在該結(jié)構(gòu)中，系統(tǒng)在方位或俯仰維只有兩個(gè)自由度，因此，只能消除一個(gè)主瓣干擾?；谶@四個(gè)波束，另一種方法是最大似然估計(jì)法搜索目標(biāo)角度[7]，但主要缺陷在于完成搜索的計(jì)算量巨大，故很難在實(shí)際應(yīng)用中實(shí)現(xiàn)。同時(shí)，存在主副瓣干擾時(shí)，文獻(xiàn)[8]提出了一個(gè)兩級(jí)的信號(hào)處理架構(gòu)，分別抑制副瓣和主瓣干擾，但需已知主瓣干擾的部分信息。文獻(xiàn)[9]則提出一個(gè)基于全數(shù)字陣的同時(shí)抗主副瓣干擾的架構(gòu)，但需先在子陣內(nèi)部完成自適應(yīng)數(shù)字波束形成，再形成全陣列的和差波束。上文已提到，這樣的全數(shù)字陣造價(jià)昂貴系統(tǒng)復(fù)雜，尤其對(duì)于大陣列而言難以實(shí)現(xiàn)。

本文針對(duì)基于數(shù)字子陣架構(gòu)的大型二維相掃陣列天線，提出了一個(gè)同時(shí)抑制主副瓣干擾的處理架構(gòu)。在子陣內(nèi)部，由T/R組件將陣元接收到的信號(hào)合成非自適應(yīng)的模擬波束輸出，將子陣輸出轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)后，在子陣級(jí)合成每一行和每一列的自適應(yīng)波束輸出，在此過程中已消除了多個(gè)主副瓣干擾。然后，沿垂直或水平方向，將各行或各列波束合成為全陣列的俯仰或方位和差波束輸出，用于目標(biāo)的單脈沖測(cè)角。該方法能夠在數(shù)字子陣架構(gòu)下，利用有限的自由度，同時(shí)抑制多個(gè)主副瓣干擾。

本文第二節(jié)介紹了子陣級(jí)數(shù)字波束形成的基本原理，第三節(jié)詳細(xì)說明了該改進(jìn)型自適應(yīng)數(shù)字波束形成抗多個(gè)主副瓣干擾的信號(hào)處理架構(gòu)，第四節(jié)給出仿真結(jié)果，其抗多主副瓣干擾的性能優(yōu)異。

1 子陣數(shù)字波束形成原理

模數(shù)混合的陣列天線結(jié)構(gòu)中，在每個(gè)子陣內(nèi)，由T/R組件實(shí)現(xiàn)模擬移向，因此，形成的子陣波束都是非自適應(yīng)的。模擬子陣波束的輸出在數(shù)字接收機(jī)中轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)，與全數(shù)字陣相比，大大減少了數(shù)字接收機(jī)的數(shù)量。第m個(gè)子陣的波束方向圖為

(1)

式中：N為第m個(gè)子陣中陣元的個(gè)數(shù)，此時(shí)無幅度加權(quán)；(u0,v0)為波束指向的方位余弦。(xn,yn)為每個(gè)陣元相對(duì)于整個(gè)陣列中心的坐標(biāo)，也可以寫作

(2)

全陣列波束方向圖為

(3)

式中：wm為乘以每個(gè)子陣輸出的加權(quán)系數(shù)。將子陣輸出乘以多組權(quán)向量即可同時(shí)形成多波束，因此，數(shù)字波束形成相比于模擬方式更為靈活。

如式(2)所示，將M個(gè)子陣輸出加權(quán)后相加即可形成全陣列波束，自由度也由M降為1。為了充分利用此混合子陣系統(tǒng)中的自由度，本文考慮在形成全陣列和差波束前，做子陣級(jí)的自適應(yīng)數(shù)字信號(hào)處理，以消除更多的主副瓣干擾。

2 改進(jìn)的子陣級(jí)數(shù)字波束形成處理結(jié)構(gòu)

以一個(gè)矩形陣為例，如圖1所示，該陣列天線被劃分成16個(gè)相同的子陣。對(duì)于改進(jìn)后用于抑制多主副瓣干擾的信號(hào)處理流程如圖2所示：第一步，在陣元級(jí)采用非自適應(yīng)的模擬波束形成，并將子陣輸出轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)；第二步，將子陣的波束輸出作為輸入，合成自適應(yīng)行和列波束，由于每行或每列有四個(gè)子陣波束，因此最多可以消除三個(gè)干擾；第三步，沿著垂直或水平方向，分別將各個(gè)行或列波束形成為全陣列的俯仰或方位和差波束；最后，完成對(duì)目標(biāo)的二維單脈沖測(cè)角。

圖1 改進(jìn)的子陣級(jí)自適應(yīng)波束形成算法

2.1 子陣級(jí)自適應(yīng)行列波束形成抗多個(gè)干擾

在每一行或列中，有四個(gè)相同的子陣，可視為一個(gè)均勻線陣。在第i行(i=1,2,3,4)，設(shè)子陣波束輸出的數(shù)字信號(hào)為

(4)

選取其中一個(gè)子陣的波束作為主波束，其他三個(gè)作為輔助波束，最多可以消除三個(gè)干擾。則第i行波束的自適應(yīng)輸出為

(5)

式中：自適應(yīng)輸出用符號(hào)“^”表示，自適應(yīng)權(quán)值W(R)為

(6)

可由LCMV算法[10]得到。所得到的第i行的自適應(yīng)行波束方向圖沿uJ形成三條凹陷，對(duì)應(yīng)干擾源的俯仰角φJ(rèn)，即三個(gè)干擾在自適應(yīng)行波束中沿俯仰維被抑制。對(duì)于不同行的自適應(yīng)波束形成，權(quán)矢量近似相等，因?yàn)椴煌兄g，位置對(duì)應(yīng)相同的子陣波束方向圖間，有確定的相位差關(guān)系，該相位差由子陣中心坐標(biāo)決定。

同理，第i列(i=1,2,3,4)的自適應(yīng)列波束形成的方法相似，其自適應(yīng)列波束的輸出為

(7)

該列的子陣輸出的數(shù)字波束向量為

(8)

第i列的自適應(yīng)列波束方向圖沿vJ形成三條凹陷，對(duì)應(yīng)干擾源的俯仰角θJ，即三個(gè)干擾在自適應(yīng)列波束中沿方位維被抑制。對(duì)于不同列的自適應(yīng)波束形成，權(quán)矢量也近似相等。

2.2 全陣列和差波束形成單脈沖測(cè)角

將四行或四列的波束輸出，作為全陣列波束的輸入，沿著垂直方向或水平方向相加減，即可得到全陣列的俯仰或方位和差波束。用差波束比和波束，除干擾源方向外，即可得到無失真的單脈沖曲線，并精確測(cè)量目標(biāo)角度。

對(duì)于俯仰維測(cè)角，將各行波束輸出沿垂直方向相加得到垂直和波束ΣVER，相減得到垂直差波束ΔVER，表達(dá)式分別為

(9)

可視為垂直方向上均勻直線陣的和差波束形成。

對(duì)于方位維測(cè)角，將各列波束輸出沿水平方向相加得到水平和波束，相減得到水平差波束，表達(dá)式分別為

(10)

可視為水平方向上均勻直線陣的和差波束形成。

俯仰和方位維的自適應(yīng)單脈沖比分別為

(11)

而傳統(tǒng)的單脈沖比由全陣列的和差波束比得到，如下

(12)

注意，同一行或列中，任意兩個(gè)子陣的波束方向圖可表示為

(13)

式中：Δx和Δy分別為兩個(gè)相鄰子陣中心沿水平和垂直方向的間距，如圖2所示。將式(13)代入式(12)，傳統(tǒng)的單脈沖曲線可化簡(jiǎn)為

(14)

由式(14)可得，全陣列的單脈沖比與任意行或列陣的單脈沖比等價(jià)。

將式(5)和式(7)代入式(11)，自適應(yīng)單脈沖比也可化簡(jiǎn)為

(15)

顯然，除了沿著干擾源的方向余弦uJ和vJ處，俯仰維和方位維的自適應(yīng)單脈沖比與原單脈沖比相同。說明該算法在消除多干擾后，對(duì)目標(biāo)仍能夠保持精確的測(cè)角精度。

3 仿真與分析

下面給出本文提出的基于子陣級(jí)自適應(yīng)波束形成算法抗多個(gè)主副瓣干擾及目標(biāo)測(cè)角應(yīng)用于具體雷達(dá)天線陣列的仿真結(jié)果。設(shè)一個(gè)平面相控陣由4×4個(gè)相同的子陣組成，每個(gè)子陣含有8×8個(gè)陣元，按三角形柵格陣排列，間距均為半波長(zhǎng)，如圖2所示。雷達(dá)陣列天線的波束指向?yàn)?0°,0°)。沒有幅度加權(quán)。

設(shè)目標(biāo)的方位角及俯仰角為(-0.2°，-0.3°),其方向余弦為(-0.003 5,-0.005 2)。三個(gè)干擾的角度分別為(1.2°,0.8°), (-1°,-1°)和(-3°, 4°)，其方向余弦分別為(0.020 9,0.014 0), (0.017 4,0.017 5)和(-0.052 2, 0.069 8)。在子陣輸出端，SINR為-25 dB。顯然，前兩個(gè)干擾都在主瓣內(nèi)，與目標(biāo)間的角度差很小。

3.1 自適應(yīng)行列波束方向圖及多干擾對(duì)消

利用每行或每列的四個(gè)子陣輸出的波束，形成自適應(yīng)的行或列波束，如圖3所示。顯然，自適應(yīng)列波束中沿三個(gè)干擾的方向余弦uJ形成了三條零陷，自適應(yīng)行波束中沿三個(gè)干擾的方向余弦vJ形成了三條零陷。也就是說，三個(gè)干擾在兩維分別被消除了。

3.2 自適應(yīng)全陣列和差波束方向圖及單脈沖曲線圖

沿著水平或垂直方向?qū)⒆赃m應(yīng)列波束或行波束相加減，得到了全陣列的自適應(yīng)和差波束，如圖4所示。由于全陣列的和波束具有更高的增益，因此，水平和波束或垂直和波束的輸出可用于檢測(cè)目標(biāo)和測(cè)距。

圖4 和差波束方向圖

自適應(yīng)單脈沖比的保形特性可從圖5中觀察到。與圖5a)相比，除了沿著主瓣干擾的兩處uJ零陷外，圖5c)中的自適應(yīng)俯仰單脈沖比與原單脈沖比相同；與圖5b)相比，除了沿著主瓣干擾的兩處vJ零陷外，圖5d)中的自適應(yīng)方位單脈沖比與原單脈沖比也相同。

圖5 單脈沖二維曲線圖

3.3 單脈沖測(cè)角性能評(píng)估

最終，作出干擾消除后，對(duì)目標(biāo)進(jìn)行角度估計(jì)的散點(diǎn)圖，如圖6a)所示。該圖是相同干擾場(chǎng)景SIR=-34 dB下的100次仿真結(jié)果。目標(biāo)的真實(shí)位置用淺色圓點(diǎn)標(biāo)出，干擾的位置用深色圓點(diǎn)標(biāo)出，對(duì)目標(biāo)的測(cè)角結(jié)果用十字叉標(biāo)出。顯然，測(cè)角結(jié)果十分接近真實(shí)目標(biāo)位置，說明本文提出的算法，在存在多主副瓣干擾的場(chǎng)景下，仍獲得了精確的測(cè)角結(jié)果。如圖6b)所示，如果SIR增大到-30 dB，測(cè)角精度更高。

圖6 單脈沖測(cè)角結(jié)果

另外，測(cè)角的精確度也取決于目標(biāo)所在主瓣區(qū)域的具體位置。很顯然，目標(biāo)與干擾之間在角度上越靠近，目標(biāo)回波的信號(hào)損失越大，測(cè)角精度越差。圖7給出了相同SIR下，目標(biāo)在主瓣的各個(gè)不同位置處時(shí)，本文提出的算法得到的測(cè)角性能。在圖7a)中，目標(biāo)處于其他大部分位置時(shí)，方位測(cè)角的RMSE都很低，除非目標(biāo)方位角與任一主瓣干擾的方位角吻合，即自適應(yīng)行波束中兩條零陷的位置。圖7b)中給出的俯仰測(cè)角性能相似。注意，圖7b)中沿著兩個(gè)主瓣干擾方位角的兩條水平區(qū)域處，俯仰測(cè)角誤差也較大。這是因?yàn)槟繕?biāo)的方位角φT最終由方向余弦值uT計(jì)算得到，而由方位角φT和俯仰角θT共同決定，因此，圖7a)中的條帶也保留在了圖7b)中。圖7c)定量的給出了，當(dāng)SIR提高時(shí)，測(cè)得目標(biāo)方向余弦RMSE值，即測(cè)角誤差的變化情況。總的來說，存在多個(gè)干擾時(shí)，本文提出的自適應(yīng)波束形成架構(gòu)，對(duì)主瓣中的大部分區(qū)域仍然有較高的單脈沖測(cè)角性能。

4 結(jié)束語(yǔ)

二維相掃的平面相控陣由成千上萬(wàn)個(gè)陣元構(gòu)成，通常將整個(gè)平面相控陣分成若干個(gè)子陣。非自適應(yīng)的模擬波束形成在子陣內(nèi)部由每個(gè)陣元的T/R組件移相器完成；每個(gè)子陣輸出的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)后，合成所需的數(shù)字波束，數(shù)字接收機(jī)的數(shù)量減少成本大大降低的同時(shí)，自由度也有所減少。

而現(xiàn)代相控陣?yán)走_(dá)工作在復(fù)雜的電磁環(huán)境中，面臨著消除多個(gè)主副瓣干擾的難題，否則無法對(duì)目標(biāo)進(jìn)行探測(cè)、定位和跟蹤。本文提出了一種子陣級(jí)DBF的同時(shí)多個(gè)主副瓣干擾抑制處理技術(shù)，該方法在每行和每列利用多個(gè)子陣波束消除多個(gè)主副瓣干擾，然后形成全陣列和差波束，在自由度有限的情況下，仍能消除多個(gè)主副瓣干擾，并保持單脈沖測(cè)角精度，文章通過計(jì)算機(jī)仿真驗(yàn)證了方法的性能。本文的方法兼顧算法的綜合性能和系統(tǒng)的復(fù)雜度，具有較好的工程實(shí)用價(jià)值。

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舒 汀 男，1981年生，博士，助理研究員。研究方向?yàn)槔走_(dá)與電子戰(zhàn)射頻仿真技術(shù)，實(shí)時(shí)信號(hào)處理系統(tǒng)設(shè)計(jì)與開發(fā)，相控陣?yán)走_(dá)數(shù)字波束形成技術(shù)等。

Multiple Jamming Cancellation Using Adaptive Subarray DBF for Angle Estimation

SHU Ting，CHEN Xinzhu，YU Kai-bor，YU Wenxian

(Shanghai Key Laboratory of Intelligent Sensing and Recognition,Shanghai Jiao Tong University, Shanghai 200240, China)

An enhanced array processing architecture using adaptive digital beamforming at subarray level is proposed for monopulse angle estimation in presence of mainlobe and sidelobe jammings. First, in order to reduce the receiver count, fixed analog beamforming is performed at element level and sub-array outputs are converted to digital signals. Then, adaptive row and column digital beams are formed at subarray level to adaptively cancel multiple jammings. Finally, monopulse sum and delta beamformer follows using row and column beams in vertical and horizontal dimension respectively for elevation and azimuth angle estimation. Compared with the conventional processing with four beams, adaptive digital beamforming is performed with subarray beams prior to sum and delta beamforming, that is, more digital degrees of freedom are exploited. Thus the capability of cancelling multiple electronic jammings simultaneously is provided. Additionally, simulation results of angle estimation are shown. To sum up, this technique is developed to demonstrate the potential of digital beamforming at subarray level with low cost and more facility.

subarray digital beamforming; multiple jamming canellation; monopulse angle estimation

10.16592/ j.cnki.1004-7859.2016.12.004

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61571294)；航空科學(xué)基金資助項(xiàng)目(2015ZD07006)

陳新竹 Email：chenxinzhu_92@163.com

2016-09-20

2016-11-21

TN973

A

1004-7859(2016)12-0022-05