侯紅勝, 劉衛(wèi)國, 馬瑞卿

(西北工業(yè)大學(xué) 自動化學(xué)院, 陜西 西安 710072)

基于動態(tài)轉(zhuǎn)矩的無刷直流電機(jī)機(jī)械特性和等效電壓系數(shù)研究

侯紅勝, 劉衛(wèi)國, 馬瑞卿

(西北工業(yè)大學(xué) 自動化學(xué)院, 陜西 西安 710072)

由于無刷直流電機(jī)換相過程會造成電樞電流和電磁轉(zhuǎn)矩發(fā)生周期變化。在兩相導(dǎo)通驅(qū)動方式下對電機(jī)動態(tài)轉(zhuǎn)矩進(jìn)行分析,并計(jì)算平均轉(zhuǎn)矩得到轉(zhuǎn)速——轉(zhuǎn)矩機(jī)械特性為非線性,其輸出轉(zhuǎn)速小于理想值,從而使等效電壓系數(shù)小于1。在換相過程中采用關(guān)斷延遲重疊換相法能夠提高電機(jī)輸出轉(zhuǎn)速,在理論上能夠?qū)崿F(xiàn)電機(jī)輸出轉(zhuǎn)速等于理想值,等效電壓系數(shù)等于1。采用兩相與三相交替導(dǎo)通的復(fù)合驅(qū)動方法能夠?qū)崿F(xiàn)輸出轉(zhuǎn)速大于理想值,等效電壓系數(shù)大于1。仿真結(jié)果表明復(fù)合驅(qū)動能在不增加硬件的基礎(chǔ)上,擴(kuò)大了無刷直流電機(jī)的輸出功率和調(diào)速范圍。

無刷直流電機(jī)；動態(tài)轉(zhuǎn)矩；機(jī)械特性；等效電壓系數(shù)；重疊換相；復(fù)合驅(qū)動

無刷直流電機(jī)具有結(jié)構(gòu)簡單、出力大、效率高、控制靈活等特點(diǎn),在航空航天、機(jī)器人、汽車電子、精密機(jī)床和辦公自動化等領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用[1]。主要緣于其采用電子換相代替了機(jī)械換相,避免了換相火花等。理想的無刷直流電機(jī)具有平頂寬度大于120°的梯形波反電勢,在方波電流的驅(qū)動下電磁轉(zhuǎn)矩保持平滑穩(wěn)定,具有與刷直流電機(jī)相同的線性轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩機(jī)械特性[2]。但由于電樞繞組電感的存在和每60°電角度進(jìn)行一次換相,無刷直流電機(jī)在換相時(shí)刻會使得開通相電流不能立即達(dá)到穩(wěn)態(tài)值,而關(guān)斷相電流不能立即降為零,使換相過程變得復(fù)雜。在不同的調(diào)制方式和換相控制方式下,會出現(xiàn)電磁轉(zhuǎn)矩不恒定,并影響到傳導(dǎo)過程,出現(xiàn)轉(zhuǎn)矩脈動、噪聲以及振動等問題。同時(shí),換相會造成無刷直流電機(jī)的轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩機(jī)械特性為非線性曲線[3]。文獻(xiàn)[4-7]分析了不同反電勢波形情況換相轉(zhuǎn)矩脈動的消除策略,通過抑制轉(zhuǎn)矩脈動實(shí)現(xiàn)了電磁轉(zhuǎn)矩的平滑,只考慮采用電磁轉(zhuǎn)矩與反電勢和電樞電流的關(guān)系,但均未給出電磁轉(zhuǎn)矩的動態(tài)和平均值表達(dá)式。文獻(xiàn)[8-9]采用動態(tài)轉(zhuǎn)矩分析了交流電機(jī)的轉(zhuǎn)矩,并通過磁鏈和電流的控制,形成了轉(zhuǎn)矩的計(jì)算公式。文獻(xiàn)[10]僅通過反電勢系數(shù)的估計(jì)來計(jì)算無刷直流電機(jī)的瞬時(shí)轉(zhuǎn)矩。文獻(xiàn)[11]分析了穩(wěn)態(tài)下電機(jī)的等效電壓,依然忽略了電機(jī)的換相過程對于等效電壓的影響。

無刷直流電機(jī)在穩(wěn)速運(yùn)行時(shí),其轉(zhuǎn)速由于機(jī)械慣性保持恒定,但是繞組電流和電磁轉(zhuǎn)矩隨著換相過程始終處于周期變化狀態(tài),應(yīng)采用動態(tài)轉(zhuǎn)矩分析方法對其瞬時(shí)值進(jìn)行計(jì)算。通過求其一個(gè)換相周期內(nèi)平均值來獲得轉(zhuǎn)速——轉(zhuǎn)矩機(jī)械特性。等效電壓是基于PWM調(diào)制模式下分析電機(jī)的一種方法,從等效電壓能夠直觀看出電機(jī)的驅(qū)動效果和驅(qū)動能力。通過等效電壓系數(shù)的研究能夠得到無刷直流電機(jī)的運(yùn)行狀態(tài)等。為無刷直流電機(jī)的設(shè)計(jì)、輸出驅(qū)動能力和利用率提供參考。

1 基于換相的動態(tài)過程分析

無刷直流電機(jī)及驅(qū)動電路等效圖如圖1所示,電機(jī)繞組通常采用三相星形連接方式。圖中Ra,Rb,Rc;La,Lb,Lc分別為定子各相繞組電阻和電感,Vdc為直流母線電壓,va,vb,vc。為三相繞組端電壓,ea,eb,ec和ia,ib,ic分別對應(yīng)三相繞組反電勢和相電流,VN為中性點(diǎn)電壓。假設(shè)三相電路對稱,則Ra=Rb=Rc=R,La=Lb=Lc=L。

圖1 無刷直流電機(jī)及驅(qū)動電路原理圖

兩相導(dǎo)通驅(qū)動方式理想梯形波反電勢與功率器件導(dǎo)通順序關(guān)系如圖2所示:

圖2 兩相導(dǎo)通驅(qū)動理想反電勢與功率器件導(dǎo)通順序

在任何時(shí)刻只有兩相繞組同時(shí)導(dǎo)通。每個(gè)功率器件導(dǎo)通角度為120°電角度。則電機(jī)端電壓為

(1)

星形連接方式時(shí),三相繞組電流滿足

ia+ib+ic=0

(2)

電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩公式為:

(3)

式中,Te,ωm分為電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩和角速度。

1.1 換相過程分析

無刷直流電機(jī)在工作過程中分為換相和傳導(dǎo)2個(gè)階段。在常用的兩相導(dǎo)通三相六狀態(tài)驅(qū)動方式下,假定施加全電壓。在導(dǎo)通階段,導(dǎo)通的兩相繞組通入電流以驅(qū)動電機(jī)。在換相階段,由于電感的作用關(guān)斷相電流不能立即降為零,此時(shí)三相繞組均有電流。

以A相為非換相相,B相關(guān)斷,C相開通下管換相為例,|ib|>0為換相階段,當(dāng)ib=0后,進(jìn)入導(dǎo)通階段。通常,換相階段持續(xù)時(shí)間非常短暫,在氣隙磁場為理想梯形波情況下,電機(jī)由于機(jī)械慣性轉(zhuǎn)速保持恒定,換相期間相繞組反電勢保持恒定,等于E或者-E。則繞組端電壓方程為

(4)

通常,無刷直流電機(jī)電樞繞組電阻值非常小,其壓降與電源電壓和反電勢相比可以忽略不計(jì)。假設(shè)換相開始時(shí)刻有ia=-ib=I0,ic=0,換相期間各相繞組電流為

(5)

當(dāng)ib=0時(shí),得到B相電流下降時(shí)間,即換相時(shí)間tf為

(6)

此時(shí)C相電流為

(7)

換相結(jié)束后,B相電流相為零,C相電流沒有達(dá)到換相開始時(shí)刻的B相電流值,從而造成電磁轉(zhuǎn)矩下降和換相轉(zhuǎn)矩脈動。

1.2 傳導(dǎo)過程分析

在傳導(dǎo)期間,A、C相電流滿足

ia=-ic=i

(8)

電壓方程為

(9)

傳導(dǎo)期間的初始電流等于上一階段換相結(jié)束時(shí)刻電流,由(7)～(9)式可知,傳導(dǎo)期間電流為

(10)

(10)式說明,傳導(dǎo)期間相電流為單調(diào)遞增。假設(shè)τ為一個(gè)換相周期,式中時(shí)間參數(shù)滿足條件0≤t≤(τ-tf)。換相周期τ與電機(jī)轉(zhuǎn)速的關(guān)系為

(11)

式中,p為電機(jī)極對數(shù)。

傳導(dǎo)期間結(jié)束后,進(jìn)入下一次換相開始時(shí)刻,C相電流達(dá)到最大值,即換相開始初值I0。將t=(τ-tf)代入(10)式,并令2E=ken,ke為反電勢系數(shù),則I0與轉(zhuǎn)速n的關(guān)系為

(12)

從(12)式知,無刷直流電機(jī)運(yùn)行過程中最大電流出現(xiàn)在換相開始時(shí)刻,其值由電機(jī)轉(zhuǎn)速決定。

1.3 基于動態(tài)轉(zhuǎn)矩平均值的機(jī)械特性

無刷直流電機(jī)由于其固有的周期換相,使得相電流在換相和傳導(dǎo)期間始終在變化,導(dǎo)致電磁轉(zhuǎn)矩一直處于動態(tài)變化。在換相期間,電磁轉(zhuǎn)矩與非換相相電流絕對值成正比。在傳導(dǎo)期間,電磁轉(zhuǎn)矩與導(dǎo)通相電流絕對值成正比。在分析電機(jī)轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩機(jī)械特性時(shí),一般采用平均電磁轉(zhuǎn)矩來求解。結(jié)合(5)式和(10)式,一個(gè)換相周期內(nèi)無刷直流電機(jī)的平均電磁轉(zhuǎn)矩為

(13)

式中,kT為轉(zhuǎn)矩系數(shù)。

2 等效電壓系數(shù)

由前文分析可知,由于換相過程造成了轉(zhuǎn)矩脈動,從而影響了電機(jī)的機(jī)械特性。在相同的電磁轉(zhuǎn)矩下,電機(jī)輸出轉(zhuǎn)速有所下降。原因是由于電機(jī)的電阻和電感壓降所致。通常,很多文獻(xiàn)認(rèn)為換相時(shí)間很短,常給予忽略,只考慮導(dǎo)通期間狀態(tài),此時(shí),電壓方程為

(14)

式中,D為采用PWM斬波控制時(shí)占空比,在全電壓狀態(tài)下D=1。

理想狀態(tài)下,電機(jī)繞組通入方波恒定電流,電壓由反電勢和電阻壓降組成,沒有電感壓降。此時(shí)其工作狀態(tài)與有刷直流電機(jī)一致,電壓方程為

DVdc=2E+2RI

(15)

實(shí)際上,無刷直流電機(jī)由于換相會造成相電流在換相和傳導(dǎo)期間電流一直在變化,在電阻和電感中均會產(chǎn)生壓降,電壓利用率降低。電感上壓降為電流變化引起,會隨著電流的變化而改變。為了與通常意義上的電壓方程表示相同,且與理想電壓方程相對應(yīng),可引入等效電壓系數(shù)來分析無刷直流電機(jī)電壓方程:即

αVdc=2E+2RI

(16)

式中,α為等效電壓系數(shù)。

與(15)式相比,等效電壓系數(shù)理想值等于PWM占空比值。在全電壓下的固有機(jī)械特性中,換相和導(dǎo)通過程中電感始終產(chǎn)生了一部分壓降,反電勢不能達(dá)到理想狀態(tài),輸出轉(zhuǎn)速小于理想值,使得等效電壓系數(shù)α<1,相當(dāng)于電壓利用率降低。

3 重疊換相

在換相時(shí)刻引入重疊換相,最初是為了消除無刷直流電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動。同時(shí)能夠優(yōu)化電機(jī)的機(jī)械特性,提高電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)速和功率。但在無刷直流電機(jī)的重疊換相過程中,使關(guān)斷相延時(shí)關(guān)斷,并對其采用PWM調(diào)制技術(shù),通過計(jì)算合適的占空比,能抑制和消除換相轉(zhuǎn)矩脈動。在A相為非換相相,B相到C相下管換相過程中,當(dāng)PWM為低時(shí),即關(guān)斷相關(guān)斷,此時(shí)繞組電壓方程同(4)式。當(dāng)PWM為高時(shí),關(guān)斷相導(dǎo)通,端電壓方程為

(17)

在一個(gè)PWM周期內(nèi)A相繞組電流的平均變化率為

(18)

式中,DO為重疊換相時(shí)延遲關(guān)斷相PWM調(diào)制占空比,令其等于零,可得到

(19)

此時(shí),一個(gè)PWM周期內(nèi)B相繞組電流下降速度等于C相繞組電流的上升速度。非換相A相繞組電流保持恒定值,傳導(dǎo)期間,導(dǎo)通相電流保持恒定,電磁轉(zhuǎn)矩一直保持恒定。傳導(dǎo)期間電壓方程表達(dá)式與(15)式一致,此時(shí)等效電壓系數(shù)α=1。電機(jī)機(jī)械特性為

(20)

可見,無刷直流電機(jī)轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩機(jī)械特性表達(dá)式與有刷直流電機(jī)相同。相比通用的兩兩導(dǎo)通換相方式,重疊換相能夠保持傳導(dǎo)期間的相電流恒定,從而更能夠充分利用電壓,實(shí)現(xiàn)了無刷直流電機(jī)機(jī)械特性的線性化,而且此方法易于實(shí)現(xiàn)。這種線性機(jī)械特性使無刷直流電機(jī)更加適合高精度控制領(lǐng)域應(yīng)用。

4 復(fù)合驅(qū)動

無刷直流電動機(jī)兩相導(dǎo)通驅(qū)動方式中每個(gè)功率器件導(dǎo)通角度為120°電角度。其控制簡單,易于實(shí)現(xiàn)。但是電機(jī)的等效電壓系數(shù)小于1,電壓不能充分利用。通過重疊換相,理論上能夠使得電機(jī)等效電壓系數(shù)達(dá)到1。但在高轉(zhuǎn)速時(shí),采用(19)式的占空比會使得換相失敗,所以只能部分提高等效電壓系數(shù)。在同步電機(jī)驅(qū)動方式中通常采用三相導(dǎo)通驅(qū)動的方式,每個(gè)功率器件導(dǎo)通180°電角度,為正弦控制方式,此方法控制復(fù)雜,通常需要精度較高的位置傳感器。復(fù)合驅(qū)動采用了兩相導(dǎo)通與三相導(dǎo)通交替進(jìn)行的方式,功率器件導(dǎo)通角度介于120°和180°電角度,且可以通過軟件設(shè)置。如圖3所示。

圖3 復(fù)合驅(qū)動反電勢與功率器件導(dǎo)通圖

圖4 復(fù)合驅(qū)動A相繞組正半周期電流波形

(21)

在過渡階段,C相關(guān)斷,由于電感原因,電流不能立即將為零,此時(shí)端電壓方程為

(22)

根據(jù)(21)～(23)式電壓方程,忽略電樞繞組電阻壓降,電流在不同階段的變化率有

(24)

由上式可以求得

(25)

并計(jì)算換相電角度為

同時(shí)可以計(jì)算得到各電流值為

在1個(gè)周期內(nèi),電磁轉(zhuǎn)矩的平均值為

當(dāng)設(shè)置一個(gè)導(dǎo)通角度β值,通過取不同的轉(zhuǎn)速,可以求解對應(yīng)電磁轉(zhuǎn)矩的平均值,得到無刷直流電機(jī)在復(fù)合驅(qū)動下的機(jī)械特性。

當(dāng)β=120°,(28)式與(13)式一致。改變β值能夠得到一系列機(jī)械特性。當(dāng)轉(zhuǎn)速不變時(shí),隨著β增加,電磁轉(zhuǎn)矩會增加。當(dāng)電磁轉(zhuǎn)矩保持不變的時(shí)候,β增加會引起轉(zhuǎn)速的提高。采用等效電壓系數(shù)的原則,β增加會使等效電壓系數(shù)增加,甚至?xí)笥?。同時(shí)可以擴(kuò)大轉(zhuǎn)速的調(diào)速范圍,不需要弱磁調(diào)制也能夠?qū)崿F(xiàn)無刷直流電機(jī)在額定轉(zhuǎn)速以上調(diào)節(jié)。隨著功率器件導(dǎo)通角度的增加,導(dǎo)通角度會大于反電勢平頂寬度,如圖3曲線2所示,導(dǎo)通期間反電勢不能保持恒定值,此時(shí),電流的變化會呈現(xiàn)非線性,動態(tài)電磁轉(zhuǎn)矩公式會變得非常復(fù)雜,但是隨著β增加提高電機(jī)的輸出轉(zhuǎn)速和等效電壓系數(shù)的規(guī)律不變。

5 仿真分析

無刷直流電機(jī)的仿真參數(shù)設(shè)置為:PN=9 kW,Vdc=90 V,IN=115 A,nN=9 180 r/min,R=0.006 Ω,p=2,L=0.032 mH,TN=9.3 N·m。

圖5是仿真狀態(tài)下的轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩機(jī)械特性曲線圖。曲線1、2、3分別為理想狀態(tài)、重疊換相和基于兩相導(dǎo)通換相下的機(jī)械特性。在理想機(jī)械特性上,等效電壓系數(shù)α=1,在曲線以下,等效電壓系數(shù)α<1。

圖5 理想特性、固有特性和重疊換相特性

由此可見,固有機(jī)械特性的等效電壓系數(shù)均小于1。在重疊換相過程中,理論曲線與理想機(jī)械特性一致,但是當(dāng)關(guān)斷相的PWM占空比設(shè)置為(19)式的理想值時(shí),會造成換相時(shí)間大于換相周期,從而導(dǎo)致?lián)Q相失敗,機(jī)械特性為圖中曲線2,此時(shí)等效電壓系數(shù)小于1,但是大于固有機(jī)械特性時(shí)等效電壓系數(shù),且轉(zhuǎn)矩脈動有所減小。

曲線4、5、6是采用PWM斬波,且占空比為0.7時(shí)的械特性。曲線4與曲線1平行,曲線6為仿真特性,此時(shí)等效電壓系數(shù)α

圖6中曲線1～5是功率器件導(dǎo)通角度為160°、150°、140°、130°復(fù)合驅(qū)動,以及120°正常驅(qū)動時(shí)轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩特性。此時(shí)假設(shè)相繞組反電勢在對應(yīng)區(qū)域式中保持恒定。當(dāng)電磁轉(zhuǎn)矩相同時(shí),隨著功率器件導(dǎo)通角度的增加,輸出轉(zhuǎn)速增加,從而使等效電壓系數(shù)增加。所有曲線都經(jīng)過理想空載轉(zhuǎn)速點(diǎn)。

圖6 梯形波反電勢復(fù)合驅(qū)動機(jī)械特性

實(shí)際中,電機(jī)反電勢由于機(jī)械加工,繞組設(shè)計(jì)和磁鋼嵌放等原因,其梯形波恒值區(qū)域角度有限,甚至接近正弦波。此時(shí),不同導(dǎo)通角度下機(jī)械特性差異變大。圖7所示為正弦波反電勢時(shí)轉(zhuǎn)速-轉(zhuǎn)矩機(jī)械特性。曲線1～5與圖6中導(dǎo)通角度相同。

圖7 正弦波復(fù)合驅(qū)動機(jī)械特性

當(dāng)電機(jī)的反電勢為正弦波時(shí),160°導(dǎo)通角度下,額定轉(zhuǎn)矩對應(yīng)的轉(zhuǎn)速為10 197,比固有機(jī)械特性額定轉(zhuǎn)速提高了737 r/min,為7.8%,與固有機(jī)械特性的空載轉(zhuǎn)速10 200幾乎一致。由此可見,復(fù)合驅(qū)動不僅能夠?qū)崿F(xiàn)電機(jī)轉(zhuǎn)速在固有機(jī)械特性向上調(diào)節(jié),還能夠?qū)崿F(xiàn)正弦波反電勢無刷直流電機(jī)在額定負(fù)載范圍內(nèi)的理想空載轉(zhuǎn)速穩(wěn)速運(yùn)行。

圖8是在額定負(fù)載時(shí)各驅(qū)動方式下的等效電壓

圖8 額定負(fù)載時(shí)等效電壓系數(shù)

6 結(jié) 論

分析了無刷直流電機(jī)在常用兩兩導(dǎo)通三相六狀態(tài)驅(qū)動方式下?lián)Q相和傳導(dǎo)過程電流和動態(tài)電磁轉(zhuǎn)矩,計(jì)算平均轉(zhuǎn)矩得到了電機(jī)固有機(jī)械特性,輸出轉(zhuǎn)速低于理想轉(zhuǎn)速,等效電壓系數(shù)小于1,電壓沒有充分利用。

采用重疊換相能夠在一定范圍內(nèi)改善電機(jī)的機(jī)械特性,增加等效電壓系數(shù)。采用復(fù)合驅(qū)動能夠增加電機(jī)繞組的利用率,提高等效電壓系數(shù),使其等于1甚至大于1, 能夠提高輸出轉(zhuǎn)速和功率?？梢钥闯?此驅(qū)動方式也以適用于供電電壓隨著能量的消耗而下降的電池供電等應(yīng)用場合。

[1] 夏長亮, 方洪偉. 永磁無刷直流電機(jī)及其控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2012, 27(3): 25-34 Xia Changliang, Fang Hongwei. Permanent-Magnet Brushless DC Motor and Its Control[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2012, 27(3): 25-34 (in Chinese)

[2] 譚建成. 永磁無刷直流電機(jī)技術(shù)[M]. 北京：機(jī)械工業(yè)出版社,2011 Tan Jiancheng. Permanent Magnetic Brushless DC Motor Technology[M]. Beijing, China Machine Press, 2011 (in Chinese)

[3] 王晉, 陶桂林, 周理兵, 丁永強(qiáng). 基于換相過程分析的無刷直流電動機(jī)機(jī)械特性的研究[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2005, 25(14): 141-145 Wang Jin, Tao Guilin, Zhou Libing, Ding Yongqiang. Research of the Mechanical Characteristic of Brushless Dc Motor Based on the Analysis of Phase Commutation[J]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(14): 141-145 (in Chinese)

[4] Shi Ting, Guo Yuntao, Song Peng, Xia Changliang. A New Approach of Minimizing Commutation Torque Ripple for Brushless DC Motor Based on DC-DC Converter[J]. IEEE Trans on Industrial Electronics, 2010, 57(10): 3483-3490

[5] 石堅(jiān), 李鐵才. 一種消除無刷直流電動機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動的PWM調(diào)制策略[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2012, 32(24): 110-117 Shi Jian, Li Tiecai. A PWM Strategy to Eliminate Commutation Torque Ripple of Brushless DC Motors[J]. Proceedings of the CSEE, 2012, 32(24): 110-117 (in Chinese)

[6] 陳冬, 房建成. 非理想梯形波反電勢永磁無刷直流電機(jī)換相轉(zhuǎn)矩脈動抑制方法[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2008, 28(30): 79-83 Chen Dong, Fang Jiancheng. Commutation Torque Ripple Reduction in PM Brushless DC Motor with Nonideal Trapezoidal Back EMF[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 28(30): 79-83 (in Chinese)

[7] Xia Changliang, Chen Wei, Shi Tingna. Torque Ripple Reduction in Brushless DC Drives Based on Reference Current Optimization Using Integral Variable Structure Control[J]. IEEE Trans on Industrial Electronics, 2014, 61(2): 738-752

[8] Anshuman Tripathi, Ashwin M. Khambadkone, Sanjib K Panda. Torque Ripple Analysis and Dynamic Performance of a Space Vector Modulation Based Control Method for AC-Drives[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2005, 20(2): 485-492

[9] Auzani Jidin, Nik Rumzi Nik Idris, Abdul Halim Mohamed Yatim, et al. Elbuluk. An Optimized Switching Strategy for Quick Dynamic Torque Control in DTC-Hysteresis-Based Induction Machines[J]. IEEE Trans on Industrial Electronics, 2011, 58(8): 3391-3400

[10] Fang Jiancheng, Zhou Xinxiu, Liu Gang. Instantaneous Torque Control of Small Inductance Brushless DC Motor[J]. IEEE Trans on Power Electronics, 2012, 27(12): 4952-4964

[11] Kamran Tabarraee, Jaishankar Iyer, Hamid Atighechi, Juri Jatskevich. Dynamic Average-Value Modeling of 120°VSI-Commutated Brushless DC Motors with Trapezoidal Back EMF[J]. IEEE Trans on Energy Conversion, 2012, 27(2): 296-307

Mechanical Characteristics and Equivalent Voltage Coefficient Research of BLDC Motor Based on the Analysis of Dynamic Torque

Hou Hongsheng, Liu Weiguo, Ma Ruiqing

(School of Automation, Northwestern Polytechnical University, Xi′an 710072, China)

The phases current and torque will change all the time because of commutation in brushless DC motor. Dynamic torque is analyzed using two devices conducted drive mode. Average torque is calculated to obtain the speed-torque characteristics of BLDCM. It's is a non-linear curve, and the output speed is less than the ideal speed. So the equivalent voltage coefficient is less than one. Using overlapping commutation method can improve the output speed of motor, and it can reach the ideal speed in theory. Then the equivalent voltage coefficient equals one. Compound drive method with two devices and three devices conducted in turns can make the output speed of motor higher than the ideal value, then the equivalent voltage coefficient is larger than one. Simulation results show compound drive method can enlarge the speed change region, and improve the output power.

brushless DC motor; dynamic torque; mechanical characteristics; equivalent voltage coefficient; overlapping commutation; compound drive

2016-04-12

陜西省微特電機(jī)及驅(qū)動技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室開放課題研究基金(2014SSJ1002)資助

侯紅勝(1978—),西北工業(yè)大學(xué)講師、博士研究生,主要從事稀土永磁電機(jī)及其控制技術(shù)研究。

TM351

A

1000-2758(2016)06-1050-07