李恒，李芳，肖亮

(廣西大學(xué)電氣工程學(xué)院，廣西 南寧 530004)

儲(chǔ)能系統(tǒng)中三相交錯(cuò)式雙向DC-DC變流器的仿真研究

李恒，李芳，肖亮

(廣西大學(xué)電氣工程學(xué)院，廣西 南寧 530004)

針對(duì)儲(chǔ)能系統(tǒng)中大功率變流器的直流電壓變換的需求，采用三相交錯(cuò)式雙向DC-DC變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，有效的彌補(bǔ)了傳統(tǒng)單相DC-DC變流器的不足，結(jié)合一種移相均流控制策略，能獲得較好的電壓、電流波形，減小了電池側(cè)輸出電流紋波量，并一定程度上保障了電池壽命。最后通過(guò)Matlab/SIMULINK平臺(tái)驗(yàn)證了理論的正確性。

變流器；三相交錯(cuò)；移相均流控制

1 引言

由于日益嚴(yán)峻的能源安全與環(huán)境問(wèn)題，化學(xué)電池儲(chǔ)能系統(tǒng)已成為當(dāng)前研究熱點(diǎn)。采用大容量電池儲(chǔ)能技術(shù)，可以有效緩解電能供需緊張、改善供電質(zhì)量、提高電網(wǎng)安全和穩(wěn)定性，并能促進(jìn)可再生能源的利用和發(fā)展。而儲(chǔ)能變流器，在電網(wǎng)、分布式電源與儲(chǔ)能電池三個(gè)環(huán)節(jié)的能量流動(dòng)中起著重要的平衡作用[1-2]。

在電池儲(chǔ)能系統(tǒng)中，一般當(dāng)?shù)蛪簜?cè)電池放電時(shí)，要求能提供穩(wěn)定且要求達(dá)到一定電壓值的高壓側(cè)直流母線電壓；而當(dāng)電網(wǎng)側(cè)通過(guò)整流向低壓側(cè)電池充電時(shí)，由于電池的充電特性，要求恒流或者恒壓充電，要求對(duì)充電電流或者電壓進(jìn)行控制。因此，一個(gè)完整的儲(chǔ)能系統(tǒng)不僅需要整流逆變電路對(duì)交直流形式進(jìn)行轉(zhuǎn)換，還需要一個(gè)雙向DC-DC變流器對(duì)直流進(jìn)行變換，以達(dá)到對(duì)電池快速充放電以及不損害電池使用壽命的目的[3]。雙向DC-DC變流器一般采用傳統(tǒng)的單相Buck-Boost拓?fù)?，抑制了變流器容量、效率以及輸出電能質(zhì)量的提升空間。本文采用的是三相交錯(cuò)式雙向DC-DC拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，接入直流母線的儲(chǔ)能電池采用雙向DC-DC變流器作為接口電路，實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)；采用這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以有效降低電感設(shè)計(jì)量的大小，減少電力電子功率器件電壓電流應(yīng)力，并且在電感相同時(shí)，可以有效降低電池測(cè)電流紋波，進(jìn)而減小電流紋波對(duì)電池的危害。

2 三相交錯(cuò)式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及原理

由圖1可以看出三相交錯(cuò)式雙向DC-DC電路由3個(gè)結(jié)構(gòu)相同的半橋式DC-DC單元并聯(lián)組成，其中VS1-VS6為6個(gè)功率半導(dǎo)體開(kāi)關(guān)管，Vbus為直流母線電壓，Cdc為直流母線電容，Ld和Rd分別為電池側(cè)濾波電感和電池側(cè)電感寄生電阻，Rb為電池側(cè)濾波電容，Vbat和Rbat分別為電池組開(kāi)路電壓和內(nèi)阻。三個(gè)功率開(kāi)關(guān)VS1、VS3、VS5的占空比相同，觸發(fā)時(shí)間相差120°。三個(gè)相位差為120°的電感電路互補(bǔ)，電流紋波極小。

圖1 三相交錯(cuò)式DC-DC變流器

為了方便電路分析，三相交錯(cuò)式變流器可以簡(jiǎn)化為單相等效模式[4]，如下。

圖2 三相交錯(cuò)式DC-DC變流器單相等效模型

當(dāng)DC-DC電路作為降壓電路時(shí)，開(kāi)關(guān)管Q1導(dǎo)通，Q2關(guān)閉，此時(shí)變流器等效電路如圖3所示。

圖3 DC-DC降壓電路

系統(tǒng)狀態(tài)方程如式(1)：

(1)

其中，xT=[iLVdcVb]，yT=[VHVL]

當(dāng)DC-DC電路作為升壓變換電路時(shí)，開(kāi)關(guān)管Q1關(guān)閉，Q2導(dǎo)通，此時(shí)變流器等效電路如圖4所示。

圖4 DC-DC升壓電路

此時(shí)的系統(tǒng)狀態(tài)方程如式(2)所示：

(2)

將式(1)與式(2)在開(kāi)關(guān)周期內(nèi)平均，求得系統(tǒng)狀態(tài)平均方程：

(3)

(4)

(5)

(6)

而描述DC-DC變流器在平衡點(diǎn)附近的小信號(hào)狀態(tài)方程如式(7)：

(7)

以上推導(dǎo)的狀態(tài)空間模型是針對(duì)的通用模型，低壓側(cè)VL為儲(chǔ)能電池時(shí)，模型可以進(jìn)一步簡(jiǎn)化。電池內(nèi)阻Rb一般為10mΩ左右，內(nèi)阻上的壓降與電池電壓相比可以忽略不計(jì)，同時(shí)電池還是個(gè)穩(wěn)定的電壓源。而高壓側(cè)VH由較大的直流母線電容作為電壓支持，高壓側(cè)內(nèi)阻RH可忽略不計(jì)。如果認(rèn)為直流母線電壓VH保持恒定，圖2中的三階等效模型可以簡(jiǎn)化為圖5所示的一階模型。

圖5 電池充放電一階模型

此時(shí)電感電流的狀態(tài)穩(wěn)態(tài)值與以電感電流為控制目標(biāo)的小信號(hào)傳遞函數(shù)為：

(8)

(9)

式(8)表明電感穩(wěn)態(tài)電流僅僅與Rd、Rb、VH、VL以及占空比D相關(guān)。實(shí)際中，Rd和Rb都很小，因而IL對(duì)D非常敏感。

3 電池電流方向控制

圖6 占空比D與電感電流的關(guān)系

4 雙向DC-DC變流器控制策略

雙向DC-DC變流器各橋臂移相驅(qū)動(dòng)時(shí)，通常是采取直接控制鋰電池側(cè)總電流的方式，然后直接通過(guò)PWM信號(hào)移相的方式來(lái)移相驅(qū)動(dòng)。但實(shí)際中難以保證并聯(lián)模塊間的參數(shù)一致，如果無(wú)法保證并聯(lián)模塊間電流的均分，必將使得某些模塊的輸出電流較大，而另外一些輸出電流較小，甚至不輸出，這樣會(huì)導(dǎo)致分擔(dān)電流多的模塊開(kāi)關(guān)器件的熱應(yīng)力增大，系統(tǒng)的可靠性降低。而如果分別對(duì)各個(gè)模塊的輸出電流，正如對(duì)經(jīng)過(guò)Ld1、Ld2、Ld3的電流分別控制，并對(duì)三相的載波進(jìn)行移相，就可以實(shí)現(xiàn)均流。

圖7 DC-DC變流器移相均流控制框圖

圖7示為三相電流移相均流控制框圖，系統(tǒng)中分別采樣流經(jīng)Ld1、Ld2和Ld3的電流，對(duì)三相電流進(jìn)行閉環(huán)控制。其中，電池電壓Vb的前饋可有效消除電池充放電切換時(shí)的電壓波動(dòng)對(duì)控制環(huán)的影響，載波移相實(shí)現(xiàn)了各橋臂錯(cuò)相120°的移相控制，大大減少了總電流紋波量。

5 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文采用的電流拓?fù)浜涂刂撇呗缘恼_性，利用Matlab/SIMULINK平臺(tái)搭建50kW的兩級(jí)式儲(chǔ)能系統(tǒng)模型。系統(tǒng)主要電路參數(shù)為：

(1)逆變側(cè)參數(shù):額定功率P=50kW，電網(wǎng)線電壓U=380V,開(kāi)關(guān)頻率f=5kHz，濾波電感L=3.2mH，濾波電容C=10uF,濾波阻尼電阻R=2Ω。

(2)直流側(cè)參數(shù):直流母線打壓Udc=800V，母線電容C=3000μF,電池電壓Vb=400V，電池內(nèi)阻Rb=0.1Ω,續(xù)流電感Ldi=5mH，電池濾波電Cb=4000μF，開(kāi)關(guān)頻率f=3kHz。

仿真時(shí)長(zhǎng)為0.3s，0.02s時(shí)合并網(wǎng)開(kāi)關(guān)，0.1s時(shí)以100A電流對(duì)電池充電，0.2s時(shí)以-100A電流進(jìn)行放電。下面分別為仿真波形及相關(guān)分析。

(1)圖8、圖9所示為電池以100A充放電時(shí)電網(wǎng)電壓和電流波形，此時(shí)逆變側(cè)工作在額定功率下?？梢钥闯鼍W(wǎng)側(cè)電壓、電流具有較好的正弦波，而在充放電切換時(shí)電壓電流幅值有所差異，這是由于實(shí)際控制的是電池充放電電流，系統(tǒng)中會(huì)存在各種有功損耗，從而會(huì)導(dǎo)致這種現(xiàn)象。

圖8 網(wǎng)側(cè)電壓波形

圖9 網(wǎng)側(cè)電流波形

圖10 直流母線電壓波形

圖11 電感電流與電池電路波形

圖12 電池電壓波形

(2)圖10所示為直流母線電壓波形，此時(shí)母線電壓在充放電切換時(shí)存在一定的波動(dòng)，原因在于逆變側(cè)電壓外環(huán)動(dòng)態(tài)響應(yīng)緩慢，導(dǎo)致直流側(cè)的功率波動(dòng)，充電時(shí)母線電壓跌落，放電時(shí)母線電壓抬升。

(3)圖11所示為電感電流與電池電流的對(duì)比波形，可以看出在移相均流控制策略的下，由于120°錯(cuò)相消除效應(yīng)，電池電流紋波相比電感電流紋波大幅度降低。

(4)圖12所示為電池電壓波形，可以看出在充放電切換時(shí)，電池電壓略有差異，波動(dòng)幅值為20V，影響不大。

6 結(jié)論

三相交錯(cuò)并聯(lián)控制方式與非交錯(cuò)并聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比，次級(jí)的開(kāi)關(guān)頻率大大減小，相應(yīng)的開(kāi)關(guān)損耗亦大大降低，極大地的提高了DC-DC變流器的工作效率。同時(shí)由于DC-DC變流器多重化結(jié)構(gòu)，結(jié)合移相均流控制策略，可以實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，并有效降低開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力和電池電流紋波。

[1] BP.Statistical Review of World Energy[Z].2012.

[2] 易永利，閆濤，惠東.基于PEBB 新型儲(chǔ)能變流器[J].現(xiàn)代電力，2009，26(4)：56-59.

[3] 楊娟.基于數(shù)字控制的雙向DC/DC 儲(chǔ)能變流器的研究[D].北京，華北電力大學(xué)，2011.

[4] Zhang J.Bidirectional DC-DC Power Converter Design Optimization,Modeling and Control[D].Virginia Polytechnic Institute and State University,2008.

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Study on Bidirectional DC-DC Converters Applied to Energy Storage Systems

LIHeng,LIFang,XIAOLiang

(College of Electrical Engineering,Guangxi University,Nanning 530004,China)

Considering the requirement of DC voltage transformation of high power converter in energy storage system,three-phase interleaved bi-directional DC-DC converter topology is adopted in this paper,which overcomes the disadvantages of traditional Single phase DC-DC converter.In combination with phase-shifted current sharing control strategy,the waveforms of voltage and current can be performed better,and the current ripple of the output side of battery pack is decreased which can protect the battery pack.the validity of the theory is lastly verified in Matlab/Simulink environment.

converter；three-phase interleaved；phase-shifted current sharing control

1004-289X(2016)03-0053-04

TM46，TM61

B

2015-03-24

李恒(1988-)，男，碩士研究生 研究方向?yàn)殡娏﹄娮幼兞骷夹g(shù)與應(yīng)用； 李芳(1989-)，女，碩士研究生，研究方向?yàn)樾履茉醇爸绷鳛殡娋W(wǎng)； 肖亮(1990-),男，碩士研究生，研究方向?yàn)樾履茉吹碾娏﹄娮幼儞Q。