馬秋平 仲 秋 李耀波 周浩然

(92956部隊 大連 116041)

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基于DFT的聲納換能器動態(tài)參數(shù)檢測儀設(shè)計*

馬秋平 仲 秋 李耀波 周浩然

(92956部隊 大連 116041)

針對目前艦艇聲納檢測維修中無法進行換能器動態(tài)參數(shù)測量的實際，利用TMS3205509A和ARM7TDMI CPU設(shè)計了一種便攜式聲納換能器動態(tài)參數(shù)檢測儀。利用ARM7控制信號源生成不同頻率的掃頻信號激勵換能器，通過高速A/D采集信號經(jīng)預(yù)處理后送入TMS3205509A進行DFT處理，之后通過計算得到換能器動態(tài)參數(shù)。與現(xiàn)有的實驗室大型測試設(shè)備相比，該儀器集信號產(chǎn)生、檢測和計算于一體，攜帶方便、測試簡單，測量精度完全滿足隨艦測量指標要求。

聲納換能器; 參數(shù)測量; 裝備維修; 動態(tài)參數(shù)

Class Number TB52

1 引言

換能器是聲納探測設(shè)備的核心部件，承擔(dān)著信號發(fā)射與接收的使命。換能器正常工作是聲納裝備可靠運行的重要保證，其參數(shù)指標的檢測是裝備修理及日常維護過程中的重要工作之一。然而艦艇聲納換能器維修檢測過程中往往只檢測靜態(tài)參數(shù)，而對諸如諧振頻率、動態(tài)電阻及動態(tài)電容等動態(tài)參數(shù)不做檢測，導(dǎo)致對聲納換能器老化、與匹配電路的阻抗匹配、裝備發(fā)射效率等方面信息無法全面掌握。目前不進行動態(tài)參數(shù)測量主要有兩方面原因： 1) 現(xiàn)有的測試設(shè)備基于導(dǎo)納圓原理，計算復(fù)雜，設(shè)備體積較大，通常用于換能器出廠前動態(tài)參數(shù)的測量，無法在空間狹小的艦艇上使用； 2) 電橋法、三電壓法等傳統(tǒng)的測試方法或測量原理較為復(fù)雜，或測量過程較為繁瑣，在實驗室進行測試尚可，無法適應(yīng)艦艇上的現(xiàn)場測試?；诖耍疚脑O(shè)計了一種簡易便攜式換能器動態(tài)參數(shù)自動檢測儀。與現(xiàn)有的大型測試系統(tǒng)相比，該儀器具有攜帶方便、測試簡單的特點，測量精度完全滿足隨艦測量指標要求。

2 換能器等效電路及導(dǎo)納測量原理

采用機電類比法[1]可將壓電換能器的機械振動特性用電學(xué)參數(shù)表示出來，在換能器共振頻率附近，其等效電路如圖1所示。圖中，C0為靜態(tài)電容，表示換能器在無激勵情況下等效為一純電容，容性大小與換能器的形狀有關(guān)。R0為靜態(tài)電阻，表示換能器的損耗電阻。L1、C1、R1是串聯(lián)支路動態(tài)參數(shù)，表示振動時換能器在諧振頻率附近的電學(xué)特性。這些參數(shù)不僅與換能器自身的幾何形狀和材料有關(guān)，還與介質(zhì)對振動的反作用和壓電換能器所受到的力阻抗有關(guān)[2]。在串聯(lián)諧振頻率附近很窄的頻率范圍內(nèi)，可認為這些等效參數(shù)與頻率無關(guān)。

圖1 壓電換能器等效電路圖

圖2 壓電換能器測量原理示意圖

阻抗測量通常有電橋法、諧振法和矢量電壓電流法等方法。電橋法[3]是傳統(tǒng)阻抗測量中準確度最高方法，但測量操作繁瑣、費時，且測量范圍受限。諧振法是用電感和電容組成的串聯(lián)或并聯(lián)諧振電路，通過電壓表或電流表來確定諧振點進行阻抗測量的一種方法。這種方法常用于測量電抗成分與電阻成分之比很大，并組成串聯(lián)或并聯(lián)電路的阻抗。諧振法不能用作高準確度阻抗測量，但諧振法具有寬頻帶(1kHz～1000MHz)、操作簡單，適合于高Q元器件測量。矢量電壓電流法[4]是將測試信號電壓加到被測件，測量信號電流流過被測件，然后由電壓和電流之比計算測試端的阻抗。這種方法可用多端測量結(jié)構(gòu)，在電路中消除殘余阻抗的影響，同時測量電路比較簡單、量程寬。電橋電路不需要使用通常的平衡控制，所以便于高速測量且操作容易。

采用矢量電壓電流法測量換能器導(dǎo)納特性的原理如圖2所示。圖中，信號源為頻率可控的正弦信號源，R為其內(nèi)阻；Rm為阻值可調(diào)的精密電阻，與壓電換能器串聯(lián)后構(gòu)成測量系統(tǒng)，該電阻與換能器分壓，與換能器的動態(tài)電阻越接近越好；U1為加在壓電換能器前端的電壓信號；U2為經(jīng)過換能器之后加在精密電阻上的電壓信號。由于換能器有靜態(tài)電容、動態(tài)電感、動態(tài)電容和動態(tài)電阻，其對輸入的正弦信號進行相位移動和幅度改變。設(shè)U1=U1mej(ωt+φ)，則經(jīng)過換能器后的電壓為U2=U2mej(ωt+φ+θ)。根據(jù)電路關(guān)系，換能器的阻抗為

(1)

將U1、U2代入并整理可得到：

(2)

故，

(3)

由導(dǎo)納和阻抗的關(guān)系可求得換能器導(dǎo)納：

(4)

(5)

可見，只要測出各個頻率下?lián)Q能器兩路信號的幅度比和相位差，即可測得換能器的電導(dǎo)和電納。

3 總體設(shè)計

檢測儀以ARM7系列芯片LPC2132為控制核心，其原理框圖如圖3所示。一方面，控制信號產(chǎn)生模塊產(chǎn)生特定頻率的掃頻信號，經(jīng)預(yù)處理形成所需激勵信號，將高速AD采集的小信號激勵下的換能器響應(yīng)送DSP進行DFT處理，解算出信號的幅度和相位差，通過數(shù)據(jù)處理算法求得相關(guān)動態(tài)參數(shù)；另一方面，通過串行總線將運算結(jié)果送LPC2132并控制LCD對測量結(jié)果進行顯示。利用獨立式鍵盤輸入相應(yīng)操作命令，進行整個測量過程的控制，實現(xiàn)了友好的人機交互。通過I2C總線對測量數(shù)據(jù)進行保存，在需要查看時可方便的回調(diào)查看；此外，主控模塊利用USB串行總線將測量結(jié)果上傳到計算機，方便測量數(shù)據(jù)的據(jù)分析、處理。

圖3 檢測系統(tǒng)原理框圖

4 硬件設(shè)計

4.1 主控模塊

兼顧系統(tǒng)要求和經(jīng)濟成本，選用內(nèi)核為ARM7TDMI CPU的微控制器[5]LPC2132作為主控芯片。其片內(nèi)集成60K靜態(tài)RAM，64K高速Flash存儲器。片內(nèi)晶體振蕩電路支持頻率為1MHz～30MHz，通過片內(nèi)PLL可實現(xiàn)最大為60MHz的CPU操作頻率。具有2個32位定時器，49路GPIO口，包含UART、I2C、SPI及SSP多種串行接口，8路高速10位A/D模塊，同時集成看門狗、專用復(fù)位電路及外部掉電檢測電路等功能[6]。32位定時器可以滿足系統(tǒng)計時功能的要求。選用LPC2132作為主控芯片，開發(fā)過程中易于進行程序修改，具有價格便宜、開發(fā)周期短的優(yōu)點，且可以滿足運算量、精度及實時性要求。

4.2 信號產(chǎn)生模塊

信號產(chǎn)生的方法主要有反饋型LC振蕩器、集成振蕩器[7]、直接頻率合成[8]、鎖相頻率合成[9]、直接數(shù)字頻率合成(DDS)等。DDS系統(tǒng)的核心是相位累加器，它由一個加法器和一個N位相位寄存器組成。它類似一個計數(shù)器，每來一個時鐘信號，相位累加器的輸出就增加一個步長K的相位增加量，其大小由頻率控制字確定。相位寄存器的輸出與相位控制字相加，然后輸入到正弦查詢表地址上。從查詢表中讀出相位累加器輸出相位信號值對應(yīng)的幅度數(shù)據(jù)，通過DAC將該數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成所需的模擬信號波形輸出。

檢測儀采用AD公司的DDS集成芯片AD9850，該集成芯片能夠產(chǎn)生一個頻譜純凈、頻率和相位都可編程控制的模擬正弦波。產(chǎn)生的波形穩(wěn)定、電路簡單且程控調(diào)節(jié)方便，在125MHz時鐘下，輸出頻率分辨率為0.029Hz，頻率范圍為0.1Hz～40MHz，幅值范圍為0.2V～1V。AD9850接口控制簡單，可以用8位并行口或串行口直接輸入頻率、相位的32位頻率控制字。為減少IO資源占用，系統(tǒng)利用LPC2132作為控制核心，通過串行方式向AD9850發(fā)送控制字。

DDS產(chǎn)生的正弦信號需要經(jīng)過調(diào)理才能送入測量網(wǎng)絡(luò)。信號產(chǎn)生模塊形成的信號送入信號調(diào)理模塊(AGC)，以便根據(jù)換能器測量的需要對掃頻信號進行適當?shù)胤糯蠡蛩p。

4.3 DSP模塊

硬件電路實現(xiàn)的僅是對兩路信號的A/D轉(zhuǎn)換采集，即兩路正弦信號的一系列離散點。為了得到兩路信號的幅度和相位需要對采樣所得數(shù)據(jù)進行處理。常用的處理方法有數(shù)字相關(guān)法、快速傅立葉變換法以及正弦曲線參數(shù)擬合法等。在此，采用快速傅立葉變換法。

4.3.1 DFT獲取正弦信號幅度和相位原理

設(shè)采集正弦信號得到的離散序列為x(n),n=1,2,…,N。則該序列的離散傅立葉變換為

=Re[X(k)]+Im[X(k)]

(6)

其中，k=1,2,…,N

其初始相位為：

(7)

其中，fs為信號的采樣頻率，N為采樣長度。

在對時域離散序列進行傅立葉變換之后，可以得到其離散的幅度譜和相位譜，在幅度譜和相位譜中找到對應(yīng)時域波形的頻率的譜線就可以得到時域的正弦波形的幅值和相位信息，最終求得換能器的電導(dǎo)和電納。

4.3.2 利用導(dǎo)納曲線求換能器等效參數(shù)原理

傳統(tǒng)計算換能器等效參數(shù)方法是利用求得的電導(dǎo)、電納擬合導(dǎo)納圓[10]，通過導(dǎo)納圓解算各動態(tài)參數(shù)。一般來說，在空氣中測得的導(dǎo)納曲線不一定很圓(如圖4)，而在水中測得的小圓更為嚴重不圓。圖5為某換能器的實測導(dǎo)納圓。

圖4 換能器實際導(dǎo)納曲線

圖5 某換能器的實測導(dǎo)納圓

實際測量時常常根據(jù)換能器的諧振頻率點的大約值選擇適當?shù)臏y量頻率范圍，根據(jù)這些頻率范圍的測量值擬合導(dǎo)納圓。顯然這對工程分析的精度勢必帶來很大的影響。為此，根據(jù)電導(dǎo)G(ω)特性曲線和電納B(ω)特性曲線的數(shù)學(xué)分析來確定壓電換能器等效電路中的各參數(shù)。

當介質(zhì)為空氣，相當于短路的無負載情況，根據(jù)電路分析可知[11]：

(8)

(9)

將式(9)代入式(8)可得：

(10)

從上式可以看出，G1在0～1/R1之間連續(xù)變化，這種變化的快慢由機械品質(zhì)因數(shù)Qm決定，Qm越大，G1的值在串聯(lián)諧振頻率附近變化得越快。根據(jù)G1max可以確定串聯(lián)諧振角頻率ωs和等效電阻R1。

圖6 介質(zhì)為空氣時電導(dǎo)頻率特性曲線

圖7 介質(zhì)為水時電導(dǎo)頻率特性曲線

如果考慮換能器的靜態(tài)損耗R0，則G=1/R0+G1，此時G(ω)的變化曲線如圖6所示，全部特性曲線向上平移1/R0，Gmin=1/R0，Gmax=1/R0+1/R1，根據(jù)Gmin可以確定靜態(tài)損耗電阻R0，根據(jù)Gmax可以確定串聯(lián)諧振角頻率ωs和換能器動態(tài)損耗電阻R1。

按照同樣的思路，對電納進行分析，可以利用電納B(ω)特性曲線B(ωs)=ωsC0求出靜態(tài)電容C0，并進而求出曲線B1(ω)=B(ω)-ωC0，根據(jù)B1(ω)曲線的兩個極值求出半功率點頻率ω1、ω2和R1、Rd。再回到電導(dǎo)G(ω)特性曲線的半功率點頻率ω1、ω2，按前述思想便能求出R1、Rd、R0以及L1、C1、Qm等參數(shù)[11]。

4.3.3 電路設(shè)計

DSP模塊是檢測儀的核心，模塊主要功能由軟件實現(xiàn)。該模塊硬件電路完成對換能器響應(yīng)信號的采集并送入DSP。對數(shù)據(jù)的處理和參數(shù)解算由TMSVC5509A內(nèi)部的軟件數(shù)據(jù)處理程序模塊實現(xiàn)。根據(jù)歐姆定律，當換能器阻抗變小時，流經(jīng)換能器的信號電流將變大，導(dǎo)致信號輸出功率增加，影響測量精度。為適應(yīng)不同輸入信號頻率時被測換能器阻抗的變化，需減小信號源輸出阻抗，同時對輸出信號源進行一定衰減，設(shè)計的小阻抗測量改進電路如圖8所示。

圖8 DSP模塊電路原理圖

5 測量誤差分析

檢測儀的誤差主要由兩部分產(chǎn)生：導(dǎo)納測量誤差、參數(shù)解算誤差。

5.1 導(dǎo)納測量誤差

由第2節(jié)可以知道，導(dǎo)納誤差主要是在DFT處理過程中產(chǎn)生的。通過傅里葉變換可以只提取基波參數(shù)，因此諧波的存在并不影響基波成分，所以諧波的存在對應(yīng)用這種方法測量相位差幾乎沒有影響；對于噪聲干擾，只有當高斯白噪聲接近基波的頻率分量時才會影響到基波的相位，所以應(yīng)用DFT法測量相位差也能有效地抑制高斯白噪聲干擾。但是，實際上信號是連續(xù)的無限長的序列，用DFT對其進行譜分析時，必須截短形成有限長序列，再進行周期延拓，這樣就不可避免地造成信號頻譜的泄漏，由此便產(chǎn)生了相位差測量誤差[12]。誤差現(xiàn)象主要是：混疊現(xiàn)象、柵欄效應(yīng)和截斷效應(yīng)。要想減小相位差測量誤差，就必須提高譜分辨率。在檢測儀的設(shè)計中，采用提高采樣頻率的方法，同時DFT處理算法中增加采樣數(shù)據(jù)長度來提高譜分辨率，進而達到減小相位差測量誤差的目的。

5.2 參數(shù)解算誤差

6 軟件設(shè)計

系統(tǒng)的軟件部分采用模塊化結(jié)構(gòu)設(shè)計，各個子功能子模塊獨立。采用C語言編寫程序，具有調(diào)試靈活、可移植性好、變成效率高等優(yōu)點。DSP模塊的數(shù)據(jù)處理算法是軟件設(shè)計的核心，用來對采集數(shù)據(jù)的DFT處理，解算出換能器的電導(dǎo)和電納，通過參數(shù)解算算法得到相關(guān)動態(tài)參數(shù)。系統(tǒng)軟件主程序流程如圖9所示。

圖9 主程序流程圖

7 結(jié)語

本文通過對換能器內(nèi)部機理的分析，利用現(xiàn)代電子技術(shù)，設(shè)計了一種便攜式動態(tài)參數(shù)自動檢測儀。通過與已有的模擬導(dǎo)納儀、數(shù)字式導(dǎo)納儀和進口的4294A阻抗分析儀的測量結(jié)果對比得出：相對于國內(nèi)模擬式、數(shù)字式導(dǎo)納圓測量儀，本系統(tǒng)具有測量精度高、測量范圍寬的優(yōu)點，并克服了模擬式導(dǎo)納儀不能進行低頻區(qū)域測量的缺點，能延伸到低頻進行測量。相對于4294A阻抗分析儀，精度上還有一定的差距。

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Design of Sonar Transducer Dynamic Parameters Detecter Based on DFT

MA Qiuping ZHONG Qiu LI Yaobo ZHOU Haoran

(No. 92956 Troops of PLA, Dalian 116041)

In order to solve the problems that the shipboard sonar transducer dynamic parameter cannot be measured in maintenance support, a portable detector of sonar transducer dynamic parameters is designed by using of TMS3205509A and ARM7TDMI CPU. Signal source is controlled by ARM7 and different frequency sweep signal is generated. The DFT calculation is done by TMS3205509A after high-speed A/D acquisition signal. Then the transducer dynamic parameters is obtained by calculation. Compared with the existing laboratory large-scale test equipment, the detector has the advantages of portability and usability, and the measuring accuracy completely satisfy with the requirement.

sonar transducer, parameter measurement, equipment maintenance, dynamic parameter

2016年5月10日,

2016年6月27日

馬秋平，男，工程師，研究方向：電子裝備綜合保障。仲秋，男，工程師，研究方向：電子裝備綜合保障。李耀波，男，博士，工程師，研究方向：水聲工程、聲納裝備維修。周浩然，男，助理工程師，研究方向：電子測量、聲納裝備維修。

TB52

10.3969/j.issn.1672-9730.2016.11.031