武紅玉，厲志強，喬明昌，趙子潤

(中國電子科技集團公司第13研究所，石家莊 050051)

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毫米波多通道接收組件隔離度對移相的影響

武紅玉，厲志強，喬明昌，趙子潤

(中國電子科技集團公司第13研究所，石家莊 050051)

介紹了多通道接收組件的典型原理框圖，給出了通道隔離度、耦合度、移相精度和移相寄生調幅的概念，使用相量法推導了通道耦合度對移相精度和移相寄生調幅影響的計算公式，指出理論上隔離度對移相指標的影響與頻率無關。利用軟件仿真了通道隔離度對移相精度和移相寄生調幅的影響，得到了與公式計算相同的數(shù)值，兩者互相得到了驗證。提出了改善通道隔離度的方法，設計加工了一種Ka波段的四通道接收組件，改善了通道隔離度，具有較好的移相精度和移相寄生調幅指標。

毫米波；多通道；隔離度；移相精度；移相寄生調幅

0 引 言

毫米波雷達作為現(xiàn)代雷達技術發(fā)展的重要方向，它的優(yōu)點是可以實現(xiàn)大范圍、快速、多目標的搜索和跟蹤，重量小，體積輕、抗干擾能力強[1-2]。毫米波多通道收發(fā)組件是毫米波雷達的核心部件，近年來，隨著單片微波集成電路(MMIC)和微封裝工藝的快速發(fā)展，毫米波收發(fā)組件發(fā)展迅速，體積也越來越小。2010年Jia-Chi Samuel等人[3]報道了一種Ka波段8通道接收電路，它基于多層液晶高分子(LCP)工藝，每個通道集成1片低噪聲放大器(LNA) MMIC和1片5位移相器MMIC， 重量僅為12.3 g；2012年Young-bae Jung[4]報道了一種K波段四通道接收電路，每個通道集成2片LNA MMIC、1片5位移相器MMIC以及濾波器，組件參考態(tài)增益≥24 dB，全部移相態(tài)最大移相誤差±11.25°；國內2015年報道了一種Ka波段16通道組件[5]，它基于多層電路板工藝，每個通道集成一片6位移相器MMIC，線性增益≥25 dB，移相均方根誤差(RMS)≤5°。

毫米波多通道接收電路設計的難點之一是由于通道之間的間距小、腔體深度低(以Ka波段為例，間距5 mm左右，腔深1.5 mm左右)，同時毫米波頻段輻射增強，導致通道間耦合增強，隔離度變差，信號在通道間串擾，從而對移相精度和移相寄生調幅等指標產(chǎn)生影響，使其變差。

本文系統(tǒng)地研究了多通道接收組件的通道耦合度對移相精度、移相寄生調幅指標的影響。文章先從多通道接收組件的原理框圖出發(fā)，一方面分析了移相指標變差的原因，利用數(shù)學推導得到了計算公式，給出了典型數(shù)值；另一方面在ADS下進行了仿真，仿真結果和數(shù)學公式計算的結果完全吻合。

1 多通道接收組件原理

兩通道接收組件的典型原理框圖如圖1所示，它由兩部分組成：一部分是通道內部分，另一部分是功分器和驅動放大器。

圖1 兩通道接收組件原理框圖

通道2和通道1完全相同。為了降低鏈路噪聲，第1個放大器選用低噪聲放大器，然后經(jīng)過第2個放大器后進入數(shù)控移相器和數(shù)控衰減器，2個通道信號再通過功分器進行合成，最后經(jīng)過第3個放大器輸出。

多通道接收組件的隔離度用來定義一個通道接收時，耦合到另一個通道的信號的相對大小用dB來表示。以圖1為例，通道1和通道2同時加電工作，移相衰減器處于參考態(tài)，設2個通道的通道內增益(不含功分器部分)均為Gc(dB)，通道1輸入端口信號大小為Sin1(dBm)，通道2輸入端口接匹配負載，由于耦合，通道2輸出端口測得信號功率為Sout2(dBm)，則兩通道之間的隔離度DISO(dB，>0)為：

DISO=Sout1-Sout2=Sin1+Gc-Sout2

(1)

通道之間的這種耦合可能發(fā)生于通道內的任何地方，為了簡化分析，結合實際情況，假設耦合在輸入時產(chǎn)生，設耦合度為C(單位為dB，>0),則通道2的輸入信號為Sin1-C(dBm),通道2的輸出信號：

Sout2=Sin1-C+Gc

(2)

代入公式(1)，得到：

DISO=C

(3)

即隔離度等于耦合度。

移相指標通常包括移相精度和移相寄生調幅2個指標，其中移相精度定義為各個移相態(tài)的移相量相對于標稱值的差值，移相寄生調幅定義為同一測試頻點下，所有移相態(tài)增益的最大值與最小值之差。

2 分析和公式推導

見圖1，理想情況下，2個通道之間完全隔離，通道1接收時沒有信號耦合到通道2。而實際情況是2個通道的隔離度總是有限的，當通道1接收到信號后，由于兩通道之間存在耦合，會有一部分能量進入到通道2，經(jīng)過通道2的放大器放大后，和通道1的信號通過功分器合成輸出，從而對通道1的移相指標產(chǎn)生影響。

為了得到描述耦合度和移相精度、移相寄生調幅關系的計算公式，設通道1的輸入信號為Vmcos(ωt)，Vm為幅度值，ω為角頻率。這里為了簡化計算，初相φ定為0(rad)。設參考態(tài)時2個通道的通道內增益(不含功分器部分)均為G(無單位量)，為了簡化計算，G只有實部，沒有虛部，即通道內沒有插入相移。

設通道1移相器的移相為φ，那么通道1進入功分器的信號為：

υ1=GVmcos(ωt+φ)

(4)

為了用相量法[6]進行計算，上面公式用相量表示為：

(5)

假設通道1和通道2的耦合度為C(dB，>0)，變換成無單位量的耦合度為：

(6)

通道2的移相器處于參考態(tài)，此時通道2進入功分器的信號為：

υ2=kGVmcos(ωt)

(7)

用相量表示為：

(8)

2路等分的Wilkinson功分器，設端口1為公共端口，其S參數(shù)[6]：

(9)

式中:-j表示W(wǎng)ilkinson功分器有-90°的相移，為了簡化計算，合成時暫時不考慮-90°相移。

根據(jù)疊加定理[7]，功分器合成后的輸出信號等于υ1和υ2單獨輸入時的輸出信號之和，即輸出信號為：

(10)

將上式用相量表示，并代入公式(5)、(8)得到：

(11)

由于通道1的輸入信號初相為0(rad)，那么通道1的移相器移相φ時，受通道2影響后的實際移相(rad)為:

(12)

(13)

由公式(11),得到功分器合成后的輸出功率Po(dBm)為:

(14)

那么，當通道1的移相器移相φ時，其增益GdB等于輸出功率減去輸入功率，即:

GdB=Po-Pi1

(15)

將公式(11)、(13)、(14) 代入上式，得到:

(16)

當通道1移相器處于參考態(tài)時，φ=0°，上式變?yōu)?

(17)

公式(16)減去公式(17)得到隔離度對移相寄生調幅影響的公式為:

(18)

公式(12)、(18)即為通道耦合度對移相精度和移相寄生調幅影響的計算公式。從公式中可以看出，不同頻段的產(chǎn)品，只要通道隔離度相同，對移相指標的影響就相同。但實際情況下，由于毫米波頻段輻射強，組件尺寸小，通道隔離度會比低頻段的產(chǎn)品差得多。

利用上述公式，可以計算得到隔離度對移相指標影響的幾種典型數(shù)據(jù)，如表1所示。

表1 通道隔離度對移相指標的影響

3 隔離度對移相影響的仿真

公式推導中進行了一些合理的簡化，實際情況下通道初始相位可能不同，耦合時也會有相位差，為了研究復雜情況下隔離度對移相的影響，同時為了對上述公式進行驗證，對設計原理圖進行了仿真，如圖2所示。

圖2 隔離度對移相指標影響的仿真原理圖

圖2中，為了仿真2個通道信號的合成，使用了2個信號源，通道2的信號源后面連接衰減器來模擬耦合的幅度,移相器來模擬耦合的相位和通道初始相位的不一致，Wilkinson功分器使用等效的LC電路。對表1的情況進行了仿真，仿真結果與表1完全相同，計算公式和仿真互相得到了驗證。

4 隔離度的改善

設計加工了一種四通道接收組件，包括通道內組件和功分器組件，如圖3所示。微波芯片和串轉并芯片均基于GaAsMMIC工藝。

圖3 Ka波段4通道接收組件

設計加工了一種分腔式蓋板，如圖4，有效地減少了耦合，改善了通道隔離度。使用Mablab開發(fā)了移相指標的自動測試程序[8]，測試結果表明，改善隔離度后，該四通道接收組件在Ka波段獲得了較好的移相指標，32態(tài)移相均方根≤4°，移相寄生調幅≤±0.6dB，滿足工程使用要求。

圖4 分腔式蓋板

5 結束語

本文比較全面地研究了毫米波多通道接收組件通道隔離度對移相精度和移相寄生調幅的影響，對分析和解決毫米波多通道組件所有通道同時工作時移相變差的問題有較好的指導意義。用類似的分析方法，后續(xù)將研究通道隔離度對衰減精度和衰減寄生移相的影響。

[1] 黃建.毫米波有源相控陣TR組件集成技術[J].電訊技術，2011，51(2)：1-2.

[2] 張光義.相控陣雷達原理[M].北京:國防工業(yè)出版社，2009.

[3]CHIEHJS，PHAMAV.Alightweight8-elementbroadbandphasedarrayreceiveronliquidcrystalpolymer[C] //IEEEMTT-SInternational.California，USA，2010：985-986.

[4]JUNGYB.Multi-channelmoduledesignformobilesatellitecommunications[C] //IEEEAsia-pacificConferenceonCommunications.Busan，SouthKorea，2012：985-986.

[5] 劉曉莉，郝金中.Ka波段多通道發(fā)射組件的設計 [J].艦船電子對抗，2015，38(3)：99-102.

[6]POZARMD.MicrowaveEngineering[M].FourthEdition.USA:JohnWiley&Sons,Ltd,2012.

[7]NILSSONWJ，RIEDELAS.ElectricCircuits[M].9thed.USA：PrenticeHall，2011.

[8]Agilent.PNASeriesNetworkAnalyzerUser’sandProgrammingGuide[M].USA：AgilentTechnologies，2010.

Influence of Isolation of Millimeter-wave Multi-channel Receiving Module on Phase Shift

WU Hong-yu,LI Zhi-qiang,QIAO Ming-chang,ZHAO Zi-run

(The 13th Research Institute,CETC,Shijiazhuang 050051,China)

This paper introduces the typical principle block diagram of multi-channel receiving module,puts forward the concept of channel isolation and coupling degree,phase shift precision and phase shift parasitic amplitude modulation (AM),deduces the calculating formula of influence of channel coupling degree on phase shift precision and phase shift parasitic AM by means of vector method，indicates that the influence of isolation on phase shift indexes are irrelative with frequency theoretically.The influence of channel isolation on phase shift precision and phase shift parasitic AM are simulated by means of simulation software，the obtained values are same as the result obtained through formula calculation,they are validated by each other.The way to improve channel isolation is put forward,a Ka-band four-channel receiving module is designed and fabricated,the channel isolation is improved,better phase shift precision and phase shift parasitic AM are obtained in this paper.

millimeter-wave;multi-channel;isolation;phase shift precision;phase shift parasitic amplitude modulation

2016-01-23

TN957.5

A

CN32-1413(2016)03-0079-04

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2016.03.020