李立仁

(中國船舶重工集團公司第723研究所，揚州 225001)

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脈沖雷達的優(yōu)化設計

李立仁

(中國船舶重工集團公司第723研究所，揚州 225001)

常規(guī)脈沖雷達基于回波時延-距離變換原理，工作比一般較小，存在許多缺點。提出了一種基于回波時延-頻率-距離變換原理的脈沖雷達，給出了這種雷達發(fā)射信號的選擇、雷達諸參數(shù)優(yōu)化設計原則及主要分機技術。

脈沖雷達；線性調(diào)頻；低截獲概率；抗干擾；距離像

1 常規(guī)脈沖雷達的問題

以厘米波段的脈沖(含脈沖壓縮)雷達為例，其脈寬窄，在ps～上百μs；脈沖功率高，在幾十kW～MW量級；工作比小，在萬分之幾～百分之幾量級。發(fā)射機因脈沖功率高而造價昂貴、體積重量大，即便采用固態(tài)發(fā)射機也不能發(fā)揮其潛能，很是浪費，瞬時頻帶有限，這也限制了信號處理技術能力的發(fā)揮；在電子對抗方面也因信號形式簡單，電子支援措施(ESM)容易精確測得其中心頻率，故低截獲性能和抗干擾性能差；反偵察性能與雷達威力相矛盾。

2 回波時延-頻率-距離變換體制脈沖雷達

本文旨在優(yōu)化脈沖雷達的設計——在給定雷達功率-孔徑積條件下，有最低的截獲概率、大的探測距離、高的可以自由設置的距離分辨率、較好的抗有源無源干擾能力。我們稱它為“優(yōu)化脈沖雷達”。下面從雷達信號選擇、工作機理和主要分機技術等方面探討。

2.1 發(fā)射信號

常規(guī)脈沖雷達缺點的根源在于其發(fā)射信號特性太簡單。故設計雷達發(fā)射信號便是“優(yōu)化脈沖雷達”的首要問題。已知一個脈寬為τ、調(diào)頻斜率為μ的線性調(diào)頻(LFM)脈沖，可分別控制其τ和μ得到較高的一維測距精度和距離分辨力(理論距辨率為c/2B，c為光速，B為調(diào)頻帶寬)，可提高一維測速精度和分辨力。采用這種信號可增大時寬，獲得大的發(fā)射能量以增大雷達威力；增大調(diào)頻帶寬以獲得高距辨率，從而較好地消除上述一般脈沖雷達的弊病。

目前，超大規(guī)模集成器件、數(shù)字信號處理技術、數(shù)字式直接頻綜器(DDS)和固態(tài)發(fā)射機、雷達總線控制和光纖傳輸?shù)燃夹g的成熟運用，使復雜多變的雷達信號產(chǎn)生成為可能；超大規(guī)模集成電路組件尤其是超大規(guī)模現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)、數(shù)字快速傅里葉變換(DFFT)器件及其軟件的廣泛成熟應用，對它們的處理也變得容易。所以，2個以上LFM脈沖信號的組合，便是“優(yōu)化脈沖雷達”發(fā)射信號的良好選擇。根據(jù)雷達最小作用距離要求，最后一個子脈沖也可采用矩形等頻脈沖，不過對它的處理應不同。

本文給出一種發(fā)射信號——在一個脈沖重復周期里，采用2個以上、時間非常靠近、不同中心頻率、不同時寬、不同調(diào)頻斜率的LFM脈沖，參見圖1(a)。這種發(fā)射信號的回波仍為幾個相應的LFM脈沖，其調(diào)頻帶寬不變。如圖1(b)所示。圖1中點畫線為發(fā)射脈沖τ1的回波；粗實線為發(fā)射脈沖τ2的。目標運動產(chǎn)生的多普勒效應一般可不考慮。接收機采用去調(diào)頻下變頻器，其輸出中頻信號則為等頻中頻脈沖，如圖1(c)和圖1(d)所示。其頻率為Fi，F(xiàn)i=μt2，t2=2R/C,為回波時延，R為目標距離。

圖1 正斜率LFM時延-頻率-距離變換體制脈沖雷達信號圖

用這種信號的雷達可稱為回波時延-頻率-距離變換體制脈沖雷達。

這種發(fā)射信號的優(yōu)點是：

(1) 距離測量可通過測量回波頻率實現(xiàn)，可用快速傅里葉變換(FFT)完成。

(2) 處理這種信號的匹配濾波器對目標多普勒頻率不敏感，大多數(shù)情況下不需要對目標多普勒速度進行補償，這將使信號處理系統(tǒng)大大簡化[1]。

(3) 可設置幾種距離分辨力，除滿足一般的距離分辨要求外，還可以設計高距離分辨力信號，以獲得目標的一維距離像，實現(xiàn)目標識別[2]；對于某些慢速運動目標，還可以進一步獲得目標二維像，實現(xiàn)更高級的目標識別。

(4) 在信號的后處理中同樣能實現(xiàn)動目標顯示，并能充分發(fā)掘信號處理技術潛力來提高雷達性能，降低雷達造價。

(5) 精心設計重復頻率,一般可實現(xiàn)40%以上的大工作比，降低發(fā)射脈沖功率要求，最適宜用固態(tài)發(fā)射機。

(6) 諸子脈沖的發(fā)射脈沖功率低，時間又特靠近，頻率也不同，所以ESM難于測準它們的中心頻率，更難測準它們的調(diào)頻斜率，難形成良好匹配的干擾，故使雷達有較強的反偵察抗干擾性能。這已由雷達和電子對抗系統(tǒng)的試驗證實。

(7) 能自然地消除雷達二次回波，無需采取專門措施。

2.2 技術特點

2.2.1 大工作比設計

計算波束駐留時間Tz(s)：

(1)

式中：θ0.5為天線水平面波束半功率寬度(°)；Ω為天線方位轉(zhuǎn)速(rad/min)。

諸子脈沖時寬設計，以一個重復周期內(nèi)2個子脈沖為例說明。

(1) 第1個子脈沖時寬τ1設計

初步選取指定波段可能采用的固態(tài)發(fā)射機脈沖功率、信號處理方案、雷達重頻及脈寬τ1等參數(shù)，利用EXCEL或MATLB軟件工具，用試探法計算在這些假設下雷達的最大探測距離Rmaxτ1，調(diào)整諸參數(shù)和信號處理方案，直到Rmaxτ1滿足雷達最大探測距離Rmax要求[3]。

(2) 確定雷達重復周期Tr

根據(jù)雷達最大探測距離Rmax上目標回波時延tzmax=2Rmax/c，確定Tr：Tr應略大于(τ1+2Rmax/c)。 再根據(jù)新確定的Tr復核Rmaxτ1，到Rmaxτ1滿足雷達Rmax要求為止。在該重頻下,一個波束駐留時間里便會有最多的回波數(shù)N。計算τ1的探測盲區(qū)Rminτ1：

Rminτ1=cτ1/2

(2)

為解決盲速問題，可采取脈組變重頻或天線過零方位2種變重頻方案。

(3) 確定第2個子脈沖時寬τ2

根據(jù)公式(2)所得Rminτ1,用同樣方法確定τ2，以保證Rmaxτ2不小于Rminτ1，并計算τ2的探測盲區(qū)Rmin2，Rmin2=cτ2/2，應滿足雷達最小探測距離要求。若不滿足，則應采取3個子脈沖方案，依此類推。

(4)Δt選取

Δt根據(jù)有關諸信號轉(zhuǎn)換所需時間選取，原則是應盡量小。

2.2.2 主振放大固態(tài)發(fā)射機

根據(jù)2.2.1確定的功率設計固態(tài)發(fā)射機。最好采取串饋方案。

可設計發(fā)射機功率管理，以進一步提高雷達的低截獲性能。

2.2.3 雙(多)通道接收系統(tǒng)

接收系統(tǒng)組成及其功能如下：

(1) 前端。接收系統(tǒng)前端包括寬帶接收機保護開關、寬帶低噪聲大動態(tài)高放和對應工作頻帶的并聯(lián)分路濾波器。其功能是防止接收機被外輻射燒毀、完成射頻回波低噪聲放大和頻率分路。分路濾波器應有好的矩形系數(shù)避免產(chǎn)生三階交調(diào)。

(2) 雙(多)通道混頻放大級。一般來說，應有與工作頻率相對應的2個(或2個以上)頻率通道。每個通道組成相同，包括去調(diào)頻混頻器、高中頻放大器、第二混頻器、低中頻放大器和限幅輸出級。

去調(diào)頻混頻器。第一本振信號應具有與發(fā)射信號相同的調(diào)頻斜率，其時寬τli應與其發(fā)射子脈沖時寬和本子脈沖最大探測距離上的目標回波時延之和，即：

τli=τi+2Rmaxi/c

(3)

回波信號混頻后，其輸出便去掉了射頻回波的LFM特性，變?yōu)榇砘夭ň嚯x的不同頻率的高中頻脈沖，時寬與子發(fā)射脈沖時寬相同。

高中放完成高中頻回波放大。

第二混頻器實現(xiàn)由高中頻回波到低中頻回波的變換，其輸出便是代表回波距離的等頻的低中頻脈沖回波，其脈寬與子發(fā)射脈沖相同。

低中放完成中頻放大和限幅輸出。低中放中心頻率F02的選取應與中頻采樣頻率fc以及目標回波的頻率范圍(0～2Rmax/c)一起考慮，應滿足：

(4)

式中：n=1,2,3，……。

低中放的-4dB帶寬應按信號帶寬的1.45倍設計。

這種接收機的優(yōu)點是能抗鏡像干擾、高增益、高穩(wěn)定，還可在低中放中設計特定的中頻響應網(wǎng)絡，必要時實現(xiàn)雷達的靈敏度頻率增益控制(SFC)，解決回波信號的大動態(tài)范圍問題。這也是采用2次混頻的目的之一。

當然也可以進一步混頻到基帶再進行采樣。

2.2.4 頻率源

根據(jù)發(fā)射信號和雙(多)通道接收機的本振需要，須采用3個以上的DDS捷變頻頻綜器，產(chǎn)生所需的諸低相噪信號及高穩(wěn)定時鐘等。

2.2.5 信號處理分系統(tǒng)

2.2.5.1 信號處理通道的功能

一般來說，對應于每個接收通道應各有一個信號處理通道。

在雷達本重復周期內(nèi)，每個處理通道的任務是：對本頻道中的中頻回波采樣并模/數(shù)(A/D)變換。每個目標回波的有效積累時間等于諸發(fā)射脈沖時寬，考慮保護放電管的作用，采樣在雷達的全正程進行。

在下一個雷達重復周期內(nèi)，每個信號處理通道完成以下任務：

(1) 正交雙通道變換。

(2) 對正交2路信號分別做相應的頻域離散傅里葉變換(DFFT)處理，完成目標回波的頻率測量，即頻譜分析，也可以理解為脈沖壓縮。

(3) 對脈壓后的信號做時域DFFT處理，當波束駐留時間內(nèi)脈沖數(shù)N足夠多時，可先做M個脈沖的單脈沖滑動DFFT處理，完成信號的相參積累，再做N/M個脈沖的非相參積累[3]。本優(yōu)化設計目的之一也在于爭取有最大的N。如此，便最大限度地挖掘了信號處理潛力，便能最大可能地改善目標信噪比。在做時域DFFT處理時，便可以按目標的多普勒頻率分出固定目標。

(4) 求模，恒虛警處理，目標提取。

(5) 計算目標距離。

(6) 目標建航，求得目標徑向速度；對因目標速度-距離耦合引起的距離誤差進行補償。

2.2.5.2 視頻信號的距離編輯輸出

先根據(jù)諸子脈沖所探測的距離范圍由小到大排列，再對各通道檢出的目標輸出進行融合——對不同子脈沖所獲得的同距離目標的完全回波與不完全回波進行視頻相加，最終形成全距離量程的固定目標和運動目標2路，輸出恒定數(shù)位的目標點跡。

2.2.6 結(jié)構(gòu)布局

可將除信號處理機和雷達終端外的設備均置于天線座上；采用光電組合旋轉(zhuǎn)關節(jié)保證供電和信號傳輸，以降低發(fā)射功率和接收信號損耗。

3 2種脈沖雷達體制對比

下面給出S波段1部回波時延-距離變換體制脈沖壓縮雷達A，和1部回波時延-頻率-距離變換體制雷達B的主要性能參數(shù)，詳見表1。

表1 兩型脈沖搜索雷達主要性能參數(shù)

一般將雷達的功率孔徑積當做雷達的主要硬件投入。表1中雷達A對2m2飛機的探測距離是雷達B的1.25倍。假定這1.25倍的探測距離只靠提高雷達的功率孔徑積來實現(xiàn)，則需要功率孔徑積提高1.254=2.44倍。

然而，現(xiàn)在雷達A的功率孔徑積卻是雷達B的301倍之多！而且，在電子對抗性能和可實現(xiàn)目標識別等方面，雷達B還有明顯獲益。由此可見，本文提出的這種雷達體制及其優(yōu)化設計的優(yōu)點——可使雷達在滿足威力的前提下，實現(xiàn)功能更多、性能更全更好、低截獲性能良好、抗干擾能力強、體積和重量小、性價比更高。

故各種搜索雷達最適宜采用回波時延-頻率-距離變換體制。

[1] 丁鷺飛，張平.雷達系統(tǒng)[M].西安：西北電訊工程學院出版社，1984.

[2] 楊建寧.線性調(diào)頻連續(xù)波雷達理論及實踐[D].成都：電子科技大學，1991.

[3]SKOLNIKMI.RadarHandbook[M].NewYork,US:McGram-HillPublishingCompany,1990.

Optimization Design for Pulse Radar

LI Li-ren

(The 723 Institute of CSIC,Yangzhou 225001,China)

The conventional pulse radar is based on echo time delay-range conversion theory,the duty cycle is generally small,so it has many disadvantages.This paper puts forward a kind of pulse radar based on echo time delay-frequency-range conversion theory,presents the choice principle of this radar transmitting signals,optimization design principle of all radar parameters and main subsystem techniques.

pulse radar;linear frequency modulation;low interception probability;anti-jamming; range imaging

2016-03-02

TN958

A

CN32-1413(2016)03-0029-04

10.16426/j.cnki.jcdzdk.2016.03.008