鄭愫， 龔春英

(南京航空航天大學(xué) 自動化學(xué)院電氣系，江蘇 南京 210016)

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高頻LLC諧振變換器的效率優(yōu)化

鄭愫， 龔春英

(南京航空航天大學(xué) 自動化學(xué)院電氣系，江蘇 南京 210016)

隨著電力電子功率器件的發(fā)展，功率變換器向著高頻、模塊化發(fā)展。LLC諧振變換器由于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡單且能在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通和副邊二極管的零電流關(guān)斷，損耗小、效率高，可逐漸應(yīng)用于高頻場合，從而成為業(yè)界的研究熱點(diǎn)。隨著工作頻率的提高，原先在傳統(tǒng)LLC中被忽略的寄生電容不僅會影響原邊開關(guān)管的軟開關(guān)過程而且還會使得諧振電流發(fā)生畸變。分析了寄生電容對變換器軟開關(guān)的影響且對死區(qū)時間進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，以提高變換器的效率。研制了一臺功率為250 W，工作頻率為400 kHz的LLC諧振變換器原理樣機(jī)，并進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

LLC諧振變換器；寄生電容；軟開關(guān)；死區(qū)時間；效率

0 引 言

隨著功率半導(dǎo)體器件的發(fā)展，功率變換器逐漸向高頻、高效率、高功率密度方向發(fā)展[1]。變換器的高頻化，意味著開關(guān)損耗的增加，為了減小這部分損耗，軟開關(guān)變換器受到廣泛的關(guān)注。LLC諧振變換器就是典型的軟開關(guān)變換器，由于其結(jié)構(gòu)簡單，又能在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通和副邊二極管的零電流關(guān)斷，成為業(yè)界研究的熱點(diǎn)，并逐漸應(yīng)用于高頻高效能場合[2]。

隨著變換器工作頻率的提高，原先在傳統(tǒng)變換器中被忽略的寄生參數(shù)將參與到變換器的工作過程，影響變換器的工作性能[3]。寄生參數(shù)在參與LLC諧振變換器工作過程中，隨著工作頻率的提高，會造成電磁干擾的增大、可靠性和電磁兼容性降低、工作波形畸變，甚至造成變換器無法正常工作。

在設(shè)計(jì)LLC變換器時，常常關(guān)注變壓器漏感的設(shè)計(jì)，讓漏感參與諧振變換。在此同時，往往忽略了變壓器繞組分布電容對變換器產(chǎn)生的影響[4]。事實(shí)上，不光變壓器會有寄生電容，原邊功率開關(guān)管和副邊整流二極管都有寄生電容。隨著電路參數(shù)的不同，有些情況下，寄生電容更不可以被忽視。在分析寄生電容對變換器工作影響的基礎(chǔ)上，優(yōu)化電路參數(shù)設(shè)計(jì)，或者提出改進(jìn)型的電路，盡量降低寄生電容對變換器的不良影響[5-6]。

本文首先分析了變壓器寄生電容的產(chǎn)生機(jī)制，功率開關(guān)管和二極管寄生電容確定方法。理論分析了寄生電容對變換器軟開關(guān)的影響。然后分析了寄生電容對死區(qū)時間設(shè)定的影響，并通過優(yōu)化死區(qū)時間大小的方式來提高變換器的工作效率。最后研制完成了一臺250 W，工作頻率為400 kHz的LLC諧振變換器，并給出了相關(guān)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證結(jié)果。

1 寄生電容產(chǎn)生原理

圖1 考慮寄生電容的LLC全橋諧振變換器

由于功率器件結(jié)構(gòu)和制造工藝的原因，功率開關(guān)管和二級管不可避免地存在寄生電容。如圖1所示，Cq1～Cq4分別為開關(guān)管Q1～Q4的寄生電容，Cj1、Cj2分別為整流二極管D5、D6的寄生電容。功率MOSFET的輸入電容Ciss、反饋電容Crss、輸出電容Coss是作為衡量MOSFET頻率特性的參數(shù)，因?yàn)槠錄Q定開關(guān)管在開關(guān)過程中的能量損失及開關(guān)狀態(tài)改變所需電荷的情況。這三個寄生電容參數(shù)并不是固定的，是隨著外部電路施加給MOSFET本身的電壓發(fā)生變化的。以Infineon公司的型號為IPP028N08N3的MOSFET管子為例，其寄生電容隨著MOSFET的漏源電壓發(fā)生改變而改變，如圖2(a)所示。

圖2 功率半導(dǎo)體寄生電容曲線

二極管由于勢壘電容的影響，其阻抗隨著工作頻率的增大而降低，從而存在最大工作頻率。二極管的結(jié)電容為非線性電容，且隨著外加反向電壓變化而變化。以O(shè)N Semiconductor公司型號為MBR40250肖特基二極管為例，其寄生電容隨外加反向電壓的變化曲線如圖2(b)所示，從曲線上可以看出反向電壓越小，寄生電容越小，此二極管適合用于低壓大電流高頻工作的應(yīng)用場合。

2 寄生電容對變換器軟開關(guān)的影響

圖3 只考慮副邊寄生電容的LLC諧振變換器

LLC諧振變換器受到廣泛的研究很大原因是，通過合理的電路參數(shù)設(shè)計(jì)，能夠使其在全負(fù)載范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通和副邊二極管的零電流關(guān)斷。在高頻工作狀態(tài)下，研究寄生電容對軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)的影響將不容忽視。本節(jié)將對寄生電容對變換器軟開關(guān)的影響進(jìn)行分析。同時考慮變壓器寄生電容和副邊二極管寄生電容對軟開關(guān)的影響將比較復(fù)雜，下面將先分析副邊二極管寄生電容對軟開關(guān)的影響。圖3為只考慮副邊寄生電容的LLC諧振變換器。

圖4 LLC諧振變換器DCM模式(fs

圖5 LLC諧振變換器CCM模式(fs>fr)關(guān)鍵波形

Cj1和Cj2為副邊二極管等效寄生電容，Cq1～Cq4為原邊開關(guān)管的寄生電容，通過查閱datasheet可得。LLC諧振變換器根據(jù)開關(guān)頻率fs和諧振頻率fr的大小可以劃分為CCM(fs>fr)和DCM(fs

當(dāng)開關(guān)頻率fs

模態(tài)0[t0-t1]:在t0-t1期間，Q1、Q4導(dǎo)通，變換器進(jìn)行諧振將能量通過D5傳遞給輸出。

模態(tài)1[t1-t2]:在t1時刻，諧振電流iLr與勵磁電流iLm相等，此時副邊二極管D5關(guān)斷但是Q1依然導(dǎo)通。勵磁電感Lm兩端電壓不再被鉗位在輸出電壓而是與諧振電感Lr、諧振電容Cr一起進(jìn)行諧振。因?yàn)閯畲烹姼械闹迪鄬^大，所以此期間勵磁電感電流iLm可以近似認(rèn)為恒定不變。

模態(tài)2[t2-t3]:在t2時刻，Q1關(guān)斷，開關(guān)管Q1兩端電壓上升，Q2兩端電壓將下降。此期間的諧振將決定Q2是否能實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

圖6 LLC諧振變換器DCM模式等效工作電路

模態(tài)3[t3-t4]:在t3-t4期間，Q2兩端的寄生二極管導(dǎo)通使得Q2兩端電壓近似為零，在t3時刻之后開啟Q2，那么Q2的零電壓開通過程將完成。

在t2-t3期間是決定軟開關(guān)能否實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵時期，當(dāng)不考慮寄生電容的情況時，即Cj1=Cj2=0時，t2-t3期間等效電路圖如圖7(a)所示。當(dāng)考慮副邊二極管寄生電容，即Cj1=Cj2=Cj時，等效電路如圖7(b)所示。

圖7 t1-t3期間等效電路圖

圖7(b)中因?yàn)殡S著寄生電容Cj的增大，勵磁電流iLm除了給開關(guān)管結(jié)電容放電實(shí)現(xiàn)ZVS，還得分流一部分給副邊寄生電容，如圖7(b)所示，這樣就增加了開關(guān)管Q1～Q4的寄生二極管放電時間，用tZVS表示，所以要想實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)死區(qū)時間td>tZVS。圖8是開關(guān)管Q2兩端電壓波形隨寄生電容Cj變化曲線圖，是由諧振電流公式根據(jù)等效電路圖推導(dǎo)出開關(guān)管兩端電壓隨Cj變換關(guān)系式然后用Mathcad軟件描繪得到。從圖中可以看出隨著寄生電容Cj的增大，Q2兩端電壓下降為零的時間將增加，不利于軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)和前面的理論分析對應(yīng)。

圖8 Vds_Q2隨不同的二極管寄生電容變化曲線

實(shí)際工作過程中，變壓器的寄生電容對變換器的影響也不能忽略，下面綜合變壓器的寄生電容對軟開關(guān)的影響進(jìn)行分析。變壓器原、副邊繞組間分布電容對變換器的工作特性不大，所以接下來的分析只考慮原邊和副邊繞組的分布電容。等效電容Ceq如圖1可以近似等效成：

(1)

其中n為原副邊匝比，Cs1=Cs2為副邊繞組寄生電容，可以通過阻抗分析儀得到，Cj=Cj1=Cj2為副邊二極管的寄生電容可以查閱相應(yīng)的datasheeet得到。

圖9 LLC在死區(qū)時間內(nèi)的工作等效電路

LLC諧振變換器要實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管的零電壓開通，必須要有足夠長的死區(qū)時間td，讓勵磁電流在這期間對功率電路的寄生電容放電完全。根據(jù)電荷守恒定理和基爾霍夫電流定律結(jié)合圖9可以推導(dǎo)出LLC變換器實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管零電壓開通的最小死區(qū)時間td為：

其中Cq1=Cq2=Cq3=Cq4=Cq。

3 死區(qū)時間的優(yōu)化設(shè)計(jì)

圖10 關(guān)頻率等于諧振頻率時諧振電流和勵磁電感電流波形圖

圖10為開關(guān)頻率等于諧振頻率時諧振電流和勵磁電感電流波形圖，圖11為諧振頻率處的等效電路圖。

當(dāng)開關(guān)頻率fs等于諧振頻率fr時，根據(jù)二分之一諧振周期處諧振電流和勵磁電感電流相等以及在二分之一諧振周期內(nèi)，諧振電流與勵磁電流之差的平均值為輸出電流平均值折算到原邊的值?？梢酝茖?dǎo)出原邊電流有效值為：

(2)

圖11 諧振頻率處的等效電路圖

式中Vo為輸出電壓，n為變壓器原副邊匝比，RL為負(fù)載電阻，Lm為勵磁電感，Ts為開關(guān)周期，Td為死區(qū)時間，Tr為諧振周期。其中Tr、Td、Ts三者關(guān)系為：

Ts=Tr+2Td

(3)

為了實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管ZVS開通，應(yīng)該滿足關(guān)斷時勵磁電流的峰值足夠?yàn)殚_關(guān)管的結(jié)電容抽流，Lm和Td滿足關(guān)系式：

(4)

式中Cq=Cq1=Cq2=Cq3=Cq4為開關(guān)管結(jié)電容容值。

在滿足ZVS條件取Lm為最大值TrTd/8Cq有利于效率的提高，將Lm表達(dá)式代入式(2)可以得到原邊開關(guān)管電流有效值和死區(qū)時間的關(guān)系式：

(5)

原邊開關(guān)管的導(dǎo)通損耗可以表示為：

Ploss_on=4Irms_p2Rds_on

(6)

其中Rds_on為原邊開關(guān)管的導(dǎo)通電阻。

原邊開關(guān)管的開關(guān)損耗主要是關(guān)斷損耗，近似計(jì)算表達(dá)式為：

(7)

式中tf為開關(guān)管關(guān)斷時間，Cq為開關(guān)管結(jié)電容容值，ILm_pk為勵磁電流峰值：

(8)

將式(8)及Lm=TrTd/8Cq代入式(7)可以得到開關(guān)損耗和死區(qū)時間Td關(guān)系表達(dá)式：

(9)

原邊總損耗可以由導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗相加求得，表達(dá)式為：

(10)

用mathcad軟件可以畫出圖12為總損耗與死區(qū)時間關(guān)系圖?？梢钥闯隹倱p耗隨著死區(qū)時間的增大先減小后增大，存在最優(yōu)死區(qū)時間。

圖12 總損耗與死區(qū)時間關(guān)系圖

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證以上的結(jié)論，設(shè)計(jì)了一臺LLC原理樣機(jī)，輸入27 V，輸出90 V，滿載250 W，工作于諧振頻率400 kHz，諧振電感為238 nH，諧振電容為665 nF。圖13為全橋LLC原理樣機(jī)圖。圖14為不同副邊二極管寄生電容對DCM模式下ZVS轉(zhuǎn)換影響波形?？梢钥闯鰜砑纳娙菰酱髸?dǎo)致ZVS不能實(shí)現(xiàn)，降低效率這與第2節(jié)理論分析一致。

圖13 全橋LLC諧振諧振變換器原理樣機(jī)

(a) 副邊二極管寄生100 pF電容波形

(b) 副邊二極管寄生1 000 pF電容波形圖14 不同副邊二極管寄生電容對DCM模式下ZVS轉(zhuǎn)換影響波形

圖15為不同死區(qū)時間下的工作波形。圖16為td=235 ns和td=350 ns的效率對比曲線圖。從圖上可以看出235 ns死區(qū)時間接近損耗最小的點(diǎn)，這與第3節(jié)優(yōu)化死區(qū)時間分析對應(yīng)。

(a) td=235 ns

(b) td=350 ns圖15 為不同死區(qū)時間下的工作波形

5 結(jié)束語

本文研究了LLC高頻工作時，寄生電容對其軟開關(guān)實(shí)現(xiàn)的影響，副邊二極管寄生電容越大，越不易實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，進(jìn)而推導(dǎo)出考慮寄生電容后的實(shí)現(xiàn)ZVS所需要的死區(qū)時間，接下來對死區(qū)時間進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)以提高變換器的效率。最后設(shè)計(jì)了一臺250 W，工作頻率400 kHz的LLC諧振變換器，并對以上結(jié)論進(jìn)行驗(yàn)證。

圖16 不同死區(qū)時間下的效率對比圖

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Efficiency Optimization of High Frequency LLC Resonant Converter

Zheng Su, Gong Chunying

(College of Automation, Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Department of Electrical Engineering, Nanjing Jiangsu 210016, China)

Along with the development of power electronic devices, power converter is developing towards high frequency and modular type. LLC resonant converters can be used widely in high frequency field and is becoming a hotspot for research in the industry due to its simple topology structure, zero voltage turn-on of the primary switches and zero current turn-off of the secondary diodes in the entire load range, low loss & high efficiency and high frequency applications. With the increase of the working frequency, the parasitic capacitance which is neglected in the traditional LLC will not only affect the soft switching process of the primary side switches, but also lead the distortion of resonance current . Based on the analysis of the influence of parasitic capacitance on the soft switching process, this paper optimizes the design of the dead time between the switches to improve the efficiency of the converters and a prototype of 250 W LLC resonant converter working at 400 kHz condition is developed to verify the theoretical analysis.

LLC resonant converter; parasitic capacitance; soft switching; dead time; efficiency

10.3969/j.issn.1000-3886.2016.04.005

TM761

A

1000-3886(2016)04-0014-05

鄭愫(1990-)，女，浙江金華人，碩士生，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)。

定稿日期: 2016-01-14