林卓彬，楊　華

（長春職業(yè)技術(shù)學(xué)院工程技術(shù)分院，長春130033）

基于180 nm COMS工藝的低功耗溫度傳感器電路設(shè)計(jì)

林卓彬，楊華*

（長春職業(yè)技術(shù)學(xué)院工程技術(shù)分院，長春130033）

為降低溫度傳感器的功耗，提出一種結(jié)構(gòu)簡單的片上溫度-頻率轉(zhuǎn)換器電路。該轉(zhuǎn)換器能夠根據(jù)與絕對溫度成比例PTAT（Proportional To Absolute Temperature）的電流檢測出溫度，利用源極耦合多諧振蕩器電路，將溫度等效PTAT電流轉(zhuǎn)換成頻率。提出的電路采用標(biāo)準(zhǔn)180 nm CMOS技術(shù)設(shè)計(jì)，面積約為0.061 mm2。通過多次實(shí)際測量，結(jié)果顯示：當(dāng)電源電壓為0.8 V±10%時，該溫度傳感器能夠在-43℃～+85℃的溫度范圍內(nèi)良好工作，并且經(jīng)過單點(diǎn)校正之后，最大溫度誤差小于±1℃。當(dāng)電源電壓為0.8 V時，+85℃條件下的平均功率損耗僅為500 nW。

溫度傳感器；溫度-頻率轉(zhuǎn)換器；PTAT；低功耗

隨著半導(dǎo)體器件的不斷發(fā)展和應(yīng)用，集成電路板的功率密度也在持續(xù)增加［1］，導(dǎo)致工作時容易產(chǎn)生的較大熱量，從而直接影響電路的性能。因此，需要先進(jìn)的溫度傳感器監(jiān)測芯片的熱變化，這樣可以確保芯片上各種電路的可靠性和性能。對于片上溫度傳感器來說，最重要的性能指標(biāo)是：面積小、功耗低、溫度精度適中。溫度傳感器大致可以分為2類，即電壓/電流和時域溫度傳感器。第1種溫度傳感器主要根據(jù)電壓/電流實(shí)現(xiàn)溫度檢測，熱等效電壓/電流要么與絕對溫度成正比，要么與絕對溫度互補(bǔ)［2］。此類溫度傳感器通常會將雙極結(jié)晶體管（BJT）的射極-基極電壓（VBE），或者M(jìn)OSFETs的閾值電壓（Vth）當(dāng)作溫度當(dāng)量［3］?；贐JT的溫度傳感器溫度精度高（≤0.5℃），并且溫度傳感范圍較廣（-60℃～130℃），但其面積較大，且功耗較高［4］。這些局限性使其不適用于片上溫度監(jiān)測。相反，基于閾值電壓的溫度傳感器在技術(shù)上兼容，溫度精度適中（≤2℃），并且在-43℃～+100℃溫度范圍內(nèi)消耗的電流較?。ā?0 μA）。參考文獻(xiàn)［4］中基于閾值電壓的溫度傳感器溫度范圍非常廣（+100℃～+150℃），并且非線性度為＜0.5℃。第2類是時域溫度傳感器，常常用于片上溫度監(jiān)測。由于這些電路的轉(zhuǎn)換率高、面積小并且功耗低，適用于片上熱管理。此類傳感器利用脈沖的延遲、頻率或占空比表示溫度。ADC用來將溫度等效脈沖轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。參考文獻(xiàn)［5］中，當(dāng)溫度范圍為-43℃～120℃時，實(shí)測溫度誤差在±1.5℃的范圍內(nèi)。校正法在大規(guī)模生產(chǎn)傳感器方面發(fā)揮著重要作用。相較于經(jīng)過多點(diǎn)校正的傳感器，經(jīng)過單點(diǎn)校正的傳感器通常成本更低。參考文獻(xiàn)［6］提出的數(shù)字溫度傳感器，在實(shí)施單點(diǎn)校正之后，實(shí)測溫度精度在±2℃的范圍之內(nèi)，溫度范圍為0～100℃。同樣地，文獻(xiàn)［7］描述了使用FPGA的自主校正全數(shù)字式溫度傳感器。自主校正溫度傳感器的實(shí)測溫度范圍為0～+75℃。

本文提出的溫度傳感器的溫度檢測范圍為-43℃～+85℃，適用于于片上溫度監(jiān)測應(yīng)用，該應(yīng)用環(huán)境允許的溫度誤差范圍為±1℃［8］。提出的結(jié)構(gòu)是準(zhǔn)數(shù)字CMOS智能溫度傳感器，根據(jù)電流檢測溫度。PTAT電流會反映在源極耦合多諧振蕩器上，根據(jù)頻率獲取熱當(dāng)量。選擇源極耦合多諧振蕩器的原因在于其溫度穩(wěn)定性較好［9］。經(jīng)過多次實(shí)際測量，結(jié)果顯示提出的結(jié)構(gòu)能夠根據(jù)頻率檢測溫度，并且溫度誤差小于±1℃。

1　提出的溫度-頻率轉(zhuǎn)換器電路

圖1是提出的溫度-頻率轉(zhuǎn)換器電路原理圖，其中包含啟動電路、PTAT電流產(chǎn)生器和緩沖源極耦合多諧振蕩器。利用標(biāo)準(zhǔn)CMOS組件設(shè)計(jì)了簡易啟動電路［10］。在原理圖中，利用NMOSTs Mns1、Mns2和電容器CS組成了啟動電路。在穩(wěn)定狀態(tài)下，啟動電路僅消耗了幾微安的電流。因此，對總功耗的貢獻(xiàn)可忽略不計(jì)。

PTAT電流產(chǎn)生器是在無電阻β倍頻器［10］的基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)而成。NMOST Mn3是有源電阻，利用有關(guān)MOSFET的經(jīng)典理論得出了NMOST Mn3的漏源電流Vds3，可表示為［11］：

其中，η是亞閾值斜率，K是玻爾茲曼常數(shù)，T是溫度，q是電子電荷，S1和S2分別是NMOST Mn1和Mn2的縱橫比。從圖1可看出，流經(jīng)PTAT電流產(chǎn)生器每個分支的電流都是相等的。

圖1　提出的溫度-頻率轉(zhuǎn)換器電路原理圖

漏極電流Ip的公式為：

其中，Ip是PTAT電流，Kn是跨導(dǎo)參數(shù)，S3是縱橫比，Vgs3是柵源電壓，Vthn是閾值電壓，

為了確定柵源電壓Vgs3，將基爾霍夫電壓定律（KVL）用于由NMOSTs Mn3、Mn4和Mn7組成的回路中。從圖1可以看出Vgs3=Vgs4+Vds7，其中，Vgs4是柵源電壓，Vds7是分別是NMOSTs Mn4和Mn7的漏源電壓。NMOST Mn4在飽和區(qū)域內(nèi)運(yùn)行，因此，

其中，S4是NMOST Mn4的縱橫比。

將KVL用于由NMOSTs Mn5～Mn7組成的回路中，以便確定 Vds7。Vgs7=Vds5+Vds6+Vds7，其中，Vgs7是NMOST Mn7的柵源電壓，Vds5、Vds6和Vds7分別是NMOSTs Mn5、Mn6和Mn7的漏源電壓。NMOST Mn5在飽和區(qū)域內(nèi)運(yùn)行，因此，Vds5可直接表示為：

同理，NMOST Mn6在線性區(qū)域內(nèi)運(yùn)行，因此，Ip可表示為：

其中，S6和Vgs6是NMOST Mn6的縱橫比和柵源電壓。通過將KVL用于由NMOST Mn5和Mn6組成的回路中，Vgs6可表示為：

結(jié)合式（3）和式（4）會得到有關(guān)Vds6的二次方程式，如下所示：

求解式（7）得：

其中，

從圖2可以看出，通過NMOST Mn7的漏極電流為2Ip。由于NMOST Mn7在線性區(qū)域內(nèi)，漏極電流可表示為：

其中，S7是縱橫比，Vgs7是NMOST Mn7的柵源電壓。結(jié)合式（4）和式（8）會得到有關(guān)Vds7的二次方程式，如下所示：

其中，Sγ可表示為。

通過式（3）和式（12）可以得出，

從式（13）可看出，Vgs3的曲線是3個參數(shù)的函數(shù)。第1個參數(shù)與絕對溫度互補(bǔ)［9］，后兩者僅僅是PTAT電流的函數(shù)。通過調(diào)正晶體管的縱橫比，后兩個參數(shù)可以通過PTAT電流檢測行為抵消第1個參數(shù)的影響。因此，Vgs3與溫度無關(guān)。

當(dāng)溫度范圍為-43℃～+85℃并且溫度梯度為12.5℃時，利用Cadence Spectre模擬器進(jìn)行模擬。Vgs3的模擬結(jié)果，如圖2所示。從圖中可看出，Vgs3的溫度曲線遵循式（13），因此，Vgs3的變化幾乎與溫度無關(guān)。

通過結(jié)合式（1）和式（2）可得：

其中，

在式（14）中，Ip1條件是常數(shù)；關(guān)于溫度條件Ip2的變化可忽略不計(jì)，原因在于參數(shù)“m”的數(shù)值較?。?］。因此，電流Ip會與（Vgs3-Vthn）成正比。參考式（13）可注意到，Vgs3的變換幾乎與溫度無關(guān)，Vthn會隨著溫度的降低而減少。所以，Vgs3和Vthn的差異會隨著溫度的降低而增加，因此，Ip會顯示PTAT行為。圖 3是溫度范圍為-43℃～+85℃并且梯度為12.5℃時電壓（Vgs3-Vthn）的模擬結(jié)果。從圖中可看出，電壓差異會隨著溫度的變化而呈線性變化。

圖3　NMOST Mn3（Vgs3-Vthn）電壓的模擬溫度性能

2　源極耦合多諧振蕩器設(shè)計(jì)

源極耦合多諧振蕩器普遍用于壓控振蕩器、流控振蕩器、I/Q交叉耦合振蕩器等應(yīng)用領(lǐng)域，能夠提供對稱的波形，并且振蕩頻率較高。圖4是源極耦合多諧振蕩器的電路原理圖。

圖4　源極耦合多諧振蕩器的電路原理圖

在電路中，交叉耦合NMOSTs Mn10和Mn11充當(dāng)增益級，可以驅(qū)動電阻負(fù)載（數(shù)值為R）。NMOSTs Mn10和Mn11的切換周期可以確定浮動電容器“Co”的充電和放電方向。鑒于Mn11處于ON狀態(tài)，Mn10處于OFF狀態(tài)，因此，

通過電容器“Co”的電壓Vo2會隨著-Ip/Co斜率下降。因此，通過Co的波形呈三角形。Vo2的輸出一旦達(dá)到一定的數(shù)值即發(fā)生觸發(fā)，就會分別將Mn10的工作狀態(tài)變?yōu)椤癘N”，Mn11的工作狀態(tài)變?yōu)椤癘FF”。Mn10和Mn11的正反饋會在每個半周期結(jié)束時提供快速切換。第2個半周期是第1個半周期時移的復(fù)制。通過Vout1和Vout2的輸出波形取決于電容器“Co”的大小。從圖2中可看出，利用晶體管Mp13和Mp16可以實(shí)現(xiàn)緩沖級，獲得正方形的輸出波形。假設(shè)通過電容器“Co”的電壓變化與2Vo的峰間電壓對稱，振蕩頻率可表示為 f0=Ip/4C0V0，因此振蕩頻率與電流成正比。對源極耦合多諧振蕩器加偏置PTAT電流（Ip）時，生成的振蕩頻率會顯示PTAT行為。

3　測量結(jié)果

我們采用標(biāo)準(zhǔn)180 nm CMOS技術(shù)，實(shí)現(xiàn)本文提出的溫度變頻器電路。圖5是提出電路的顯微圖。提出的溫度傳感器占用的有源面積約為0.061 mm2。

圖5　提出的溫度傳感器顯微照片

對十個樣機(jī)進(jìn)行了多次測量，并在恒溫機(jī)中描述了樣機(jī)的溫度性能特征。對溫度控制PC進(jìn)行了編程，可以簡單重復(fù)溫度循環(huán)。利用控制單元實(shí)現(xiàn)流程控制。經(jīng)過校正的精密溫度計(jì)（±0.015℃）用于交叉檢驗(yàn)樣機(jī)的溫度。在溫度范圍為-43℃～+85℃并且程序控溫梯度為12.5℃的條件下進(jìn)行了所有測量。圖6是實(shí)驗(yàn)測量設(shè)置圖。

圖7是提出的6個溫度傳感器的測量結(jié)果。從圖中可看出，熱等效頻率會隨著溫度的變化而呈線性變化。所以，根據(jù)圖7可看出校定函數(shù)為線性。因此，選擇單點(diǎn)校正法進(jìn)行校正。在常溫（22.5℃）下進(jìn)行單點(diǎn)校正，并且利用MATLAB進(jìn)行離線計(jì)算。

圖6　實(shí)驗(yàn)測量設(shè)置

圖7　提出的溫度-頻率轉(zhuǎn)換器實(shí)測性能

計(jì)算出的本文結(jié)構(gòu)非線性度在±0.8%范圍之內(nèi)。圖8是樣機(jī)的溫度誤差。從圖8中可看出，本文提出電路的溫度誤差小于±1℃。溫度范圍為135℃，表1列出了6個樣機(jī)的7個實(shí)測溫度下的具體誤差數(shù)據(jù)。

圖8　提出的溫度-頻率轉(zhuǎn)換器的實(shí)測溫度誤差

表1　利用相位噪聲頻譜計(jì)算出的性能參數(shù)

利用安捷倫4395A頻率分析儀描述本文提出結(jié)構(gòu)的相位噪聲性能特征。本文提出的溫度傳感器的電源工作電壓為0.8 V±10%。這就需要適應(yīng)電壓調(diào)節(jié)電路，面積以及功率損耗均會增加。但是，在目前的電源電壓條件下，仍然可以對微處理器進(jìn)行熱監(jiān)測。表2是提出溫度傳感器的性能比較。其中分辨率的計(jì)算公式如下：

表2　相比參考文獻(xiàn)其他同類傳感器的性能比較

從表2可看出，提出的傳感器的有源面積與其它傳感器差不多，但是能夠在電源電壓較低的條件下運(yùn)行。相比其他溫度傳感器，提出的溫度傳感器功率損耗較少，并且溫度誤差適中。在85°C條件下功率損耗最大，為500 nW。由于每次轉(zhuǎn)換能量的計(jì)算值最小，所以提出的結(jié)構(gòu)的品質(zhì)因數(shù)（FOMs）較小，相應(yīng)成本也較低。提出的溫度傳感器的非線性度范圍為≈±0.66%。

4　結(jié)論

提出一種結(jié)構(gòu)簡單、低成本的溫度傳感器，能夠根據(jù)溫度生成等效頻率。測量結(jié)果表明，本文提出的溫度-頻率轉(zhuǎn)換電路能夠檢測出-43℃～+85℃范圍內(nèi)的溫度，電源電壓為0.8 V±10%，需要穩(wěn)定的電源電壓。經(jīng)過單點(diǎn)校正之后，提出的溫度傳感器測量出的溫度誤差小于±1℃。實(shí)際測試結(jié)果表明，相比其他的類似傳感器，提出的溫度傳感器的性能更適用于片上熱管理。

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林卓彬（1982-），女，吉林長春人，研究生，講師，主要研究方向?yàn)殡姎庾詣踊?、電子技術(shù)、控制技術(shù)，linzhuobin13@sina.com；

楊華（1979），女，吉林長春人，研究生，講師，主要研究方向?yàn)殡姎庾詣踊?、電子技術(shù)、控制技術(shù)。

Low Power Temperature Sensor Circuit Design Based on COMS 180 nm Process

LIN Zhuobin，YANG Hua*
（Brand School of Engineering and Technology，Changchun Vocational Institute of Technology，Changchun City，Jilin 130033，China）

In order to reduce the power consumption of the temperature sensor，a simple on-chip temperature-frequency converter circuit is proposed.The converter can detect temperature in terms of the proportional to absolute temperature（PTAT）current，and then converts the temperature equivalent to the frequency by using the source coupled multi-vibrator circuit.The proposed circuit has been designed and fabricated in a standard 180 nm CMOS technology and occupies area of about 0.061 mm2.Through many practical measurement.The test results show that when the power supply voltage is 0.8 V+10%，the temperature sensor can work within the temperature range of-43℃～+85℃，and after a single point after correction，the maximum temperature error is less than±1℃.When the power supply voltage is 0.8 V，the average power loss at+85℃is only 500 nW.

temperature sensor；temperature-frequency converter；PTAT；low power consumption

TP212.11

A

1005-9490（2016）05-1140-05

2015-11-04修改日期：2015-11-26

EEACC:7230；7320K10.3969/j.issn.1005-9490.2016.05.024