金國平，王立果，馮曉超，范建軍

1.北京衛(wèi)星導(dǎo)航中心，北京，100094；2.內(nèi)蒙古軍區(qū)自動化工作站，內(nèi)蒙古 呼和浩特，010051

?

S頻段導(dǎo)航信號全球應(yīng)用兼容性設(shè)計

金國平1，王立果2，馮曉超1，范建軍1

1.北京衛(wèi)星導(dǎo)航中心，北京，100094；2.內(nèi)蒙古軍區(qū)自動化工作站，內(nèi)蒙古 呼和浩特，010051

針對L頻段(1164-1610MHz)內(nèi)衛(wèi)星導(dǎo)航信號過于擁擠的現(xiàn)狀和S頻段(2483.5-2500MHz)用于未來RNSS的事實，本文從兼容性角度開展全球S頻段RNSS信號設(shè)計，研究了與RDSS、IRNSS在單重、雙重、三重覆蓋下的兼容性能，分析了三種業(yè)務(wù)信號在捕獲階段和跟蹤階段的載噪比損失以及全球S頻段RNSS信號的跟蹤誤差變化。在信號帶寬限定的前提下，對多種可選調(diào)制方式的兼容性能進行了對比分析，提出接收功率為-156dBW的BPSK(8)是全球S頻段RNSS信號較為理想的選擇。

RNSS； IRNSS； RDSS； S頻段； 兼容性

1　概　述

目前，全世界已建、在建以及待建的衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)主要包括GPS、Galileo、GLONASS、Compass等四大全球系統(tǒng)和日本QZSS、印度IRNSS等兩大區(qū)域系統(tǒng)，這些系統(tǒng)的大量導(dǎo)航信號都集中在L頻段(1164-1610MHz)，頻譜已經(jīng)極其擁擠。

為此，國際上已經(jīng)在開始尋找新的導(dǎo)航頻段。文獻[1]和[2]提出將C頻段用于衛(wèi)星導(dǎo)航，探討了未來的服務(wù)和應(yīng)用、載荷設(shè)計和端到端性能，開展了信號、導(dǎo)航信息、用戶裝備和星座等一系列關(guān)鍵技術(shù)研究。此外，文獻[3]探討了S頻段RDSS業(yè)務(wù)全球擴展的可行性；歐盟已向國際電聯(lián)提出以全球為服務(wù)區(qū)的S頻段(2483.5-2500MHz)RDSS申請，計劃在L頻段之外擴展一個S頻段下行RNSS信號；文獻[4]和[5]表明，印度IRNSS系統(tǒng)已在該頻段設(shè)計了兩種下行RNSS信號，分別用于標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)(SPS，Standard Positioning Service)和授權(quán)服務(wù)(RS，Restricted Service)，面向印度本土及周邊地區(qū)服務(wù)。2014年1～2月于瑞士日內(nèi)瓦召開的世界無線電通信大會(WRC-12)上，已經(jīng)審議通過S頻段用于RNSS擴展應(yīng)用的申請，為在S頻段上設(shè)計開發(fā)新的RNSS信號提供了國際合法性依據(jù)。

文獻[6～8]研究了S頻段RNSS導(dǎo)航信號與全球星系統(tǒng)(Globalstar)的兼容性問題，在多種調(diào)制方式下，S頻段RNSS導(dǎo)航信號與全球星系統(tǒng)信號滿足兼容性要求。此外，全球星系統(tǒng)信號使用左旋圓極化(LHCP，Left Hand Circular Polarization)[9]，而所有導(dǎo)航信號均使用右旋圓極化(RHCP，Right Hand Circular Polarization)，只有在強反射情況下，才有可能對S頻段RNSS信號形成干擾，進一步降低了全球星系統(tǒng)干擾S頻段RNSS信號的可能性。

在S頻段內(nèi)，除未來的全球RNSS信號，實際還有Compass的RDSS信號[10]和IRNSS的區(qū)域RNSS信號，這些信號極化方式相同，目前沒有文獻分析三者的兼容性問題。文獻[6～8]采用傳統(tǒng)兼容性分析方法，只能反映對捕獲、載波跟蹤和數(shù)據(jù)解調(diào)的影響，但不能反映對碼環(huán)跟蹤的影響。文獻[11～13]均指出，碼環(huán)捕獲階段和跟蹤階段下的系統(tǒng)兼容性分析方法及結(jié)果是有所區(qū)別的。

本文將研究全球衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)與IRNSS系統(tǒng)、RDSS系統(tǒng)之間的兼容性問題，分析S頻段RNSS信號(以下簡稱S-RNSS信號)與RDSS信號(以下簡稱S-RDSS信號)、IRNSS的S頻段RNSS信號(以下簡稱S-IRNSS)之間的相互干擾，提出適用于S-RNSS的調(diào)制方式及信號功率電平。

2　兼容性分析方法

不考慮無意干擾和有意干擾，導(dǎo)航信號的干擾主要來自兩個方面：一是本系統(tǒng)其他衛(wèi)星播發(fā)的同頻信號，此為系統(tǒng)自干擾；二是其他系統(tǒng)播發(fā)的同頻信號，此為系統(tǒng)互干擾。信號兼容性既要考慮來自本系統(tǒng)其他信號的干擾，也要考慮對其他系統(tǒng)的干擾，可以用受干擾程度來表示。根據(jù)文獻[12]和[13]，受干擾程度可以用干擾前后載噪比損失(dB)來衡量：

ΔCNRdB=[CNReq]-[CNRJ_eq]

(1)

式中，[·]表示取dB；CNReq為干擾前載噪比；CNRJ_eq為干擾后等效載噪比。由于干擾前后的目標(biāo)信號功率并未改變，所有干擾都可以折算到等效白噪聲功率譜密度，因此載噪比損失等價于干擾前后等效白噪聲功率譜密度(dB)之差：

ΔCNRdB=[N0_Jeq]-[N0_eq]

(2)

式中，N0_eq為干擾前等效白噪聲功率譜密度；N0_Jeq為干擾后等效白噪聲功率譜密度，由干擾信號數(shù)量、功率以及信號的頻譜隔離系數(shù)決定。

2.1頻譜隔離系數(shù)

頻譜隔離系數(shù)是指目標(biāo)信號與干擾信號之間的頻譜分離系數(shù)，描述目標(biāo)信號和干擾信號的頻譜分離程度，間接地反映信號間的兼容性。隔離系數(shù)越小，信號兼容性越好，單位為1/Hz。

根據(jù)文獻[13]，頻譜隔離系數(shù)可分碼環(huán)的捕獲階段和跟蹤階段。捕獲階段的頻譜隔離系數(shù)定義為：

(3)

跟蹤階段的頻譜隔離系數(shù)定義為：

(4)

式中，Gs(f)為無限帶寬上目標(biāo)信號的歸一化功率譜密度函數(shù)；Gj(f)為無限帶寬上干擾信號的歸一化功率譜密度函數(shù)；d為碼環(huán)的超前滯后相關(guān)器間隔，單位為碼片；Br為目標(biāo)信號帶寬。

2.2系統(tǒng)干擾分析方法

系統(tǒng)干擾可分為系統(tǒng)自干擾和系統(tǒng)互干擾兩種。系統(tǒng)自干擾是指目標(biāo)信號受來自本系統(tǒng)其他同頻信號的干擾，系統(tǒng)互干擾可表述為目標(biāo)信號與其他系統(tǒng)同頻信號的相互干擾。系統(tǒng)干擾后的等效白噪聲功率譜密度為

N0_eq=N0+Ixx+Ixy

(5)

(6)

(7)

式中，N0為干擾前等效白噪聲；Ixx為系統(tǒng)內(nèi)干擾等效白噪聲功率譜密度；Ixy為受其他系統(tǒng)干擾的等效白噪聲功率譜密度；κxx為系統(tǒng)內(nèi)同信號的頻譜隔離系數(shù)；κxyi為與其他系統(tǒng)同頻信號的頻譜隔離系數(shù)；Pxi和Pyi分別為本系統(tǒng)同信號和其他系統(tǒng)同頻信號的接收功率。對于導(dǎo)航系統(tǒng)，可認(rèn)為不同衛(wèi)星同一信號到達(dá)地面的接收功率相等，因此，Iintra可用集總因子來描述：

Iintra=κxxGaggPx

(8)

式中，Gagg為集總因子；Px為信號接收功率。

僅考慮自干擾時，載噪比損失即為

ΔCNRdB=[N0+Iintra]-[N0]

(9)

考慮互干擾時，載噪比損失即為

ΔCNRdB=[N0+Iintra+inter]-[N0+Iintra]

(10)

3　S-RNSS信號的兼容性分析

S-RDSS和S-IRNSS均只面向本土及周邊地區(qū)服務(wù)，兩服務(wù)區(qū)不重合但有所重疊，而S-RNSS是面向全球服務(wù)。三者在服務(wù)區(qū)的覆蓋上存在四種情況：僅S-RNSS單重服務(wù)，S-RNSS與S-RDSS的雙重服務(wù)，S-RNSS與S-IRNSS的雙重服務(wù)，S-RNSS、S-RDSS和S-IRNSS的三重服務(wù)。由此，三者間的兼容分析存在四種情況：S-RNSS自干擾，S-RNSS與S-RDSS的兼容，S-RNSS與S-IRNSS的兼容，S-RNSS、S-RDSS和S-IRNSS的兼容。S-RDSS和S-IRNSS對S-RNSS的兼容性僅在第四種情況分析，中間兩種僅分析S-RNSS對S-RDSS和S-IRNSS的兼容性。

3.1參數(shù)確定

1)假設(shè)以1.023MHz為基準(zhǔn)頻率，考慮頻帶上下平衡，S-RNSS信號的中心頻率選擇為2492.028MHz。由于中心頻率距離2500MHz只有7.97MHz，因此帶寬按16MHz計算。

2)S-RDSS信號考慮兩重覆蓋，中心頻率、調(diào)制方式、碼速率、帶寬及用戶接收功率等具體參數(shù)參見文獻[10]。

3)S-IRNSS信號的中心頻率、調(diào)制方式、碼速率、帶寬及用戶接收功率等具體參數(shù)參見文獻[14]。

4)MEO衛(wèi)星星座功率集總因子按最大13dB計算，該結(jié)果參考了文獻[15]，并作適量調(diào)整。

5)假設(shè)接收機熱噪聲功率譜密度No為201.5dBW/Hz，三類信號碼環(huán)相干間隔d均為1。

6)為最大化利用16.5MHz的帶寬，體現(xiàn)分析的充分性，本文分析主要基于BPSK(8)、BOC(7,1)、BOC(6,2)、BOC(5,2)、BOC(5,1)、BOC(4,4)、BOC(4,2)、BOC(4,1)、BOC(3,3)等多種調(diào)制方式。

3.2S-RNSS自干擾分析

根據(jù)第2節(jié)，S-RNSS自干擾載噪比損失為

ΔCNRdB_RNRN=[N0+IRNRN]-[N0]

(11)

根據(jù)以上公式，可以計算出S-RNSS信號自干擾引起的載噪比損失，圖1描述了捕獲階段和跟蹤階段S-RNSS信號自干擾下的載噪比損失與接收信號功率的關(guān)系。捕獲階段和跟蹤階段下，BOC(7,1)、BOC(5,1)和BOC(4,1)的載噪比損失相當(dāng)，隨功率的增強，損失增速最快，且均大于其他調(diào)制方式，這是由于功率在頻譜域過于集中所致。其他調(diào)制方式在低接收信號低時的自干擾載噪比損失差別很小，其中BPSK(8)的載噪比損失最小。接收功率為-156dBW時，BPSK(8)在捕獲階段損失載噪比約為0.22dB，跟蹤階段不超過0.15dB，而BOC(7,1)與此也僅相差0.5dB左右。

(a)捕獲階段　　　　　(b)跟蹤階段 圖1　自干擾下S-RNSS信號載噪比損失與接收功率關(guān)系

圖2是自干擾條件下S-RNSS跟蹤誤差。雖然BOC(7,1)載噪比損失最大，但由于高頻分量最多，其跟蹤誤差最低；而BPSK(8)的載波損失雖然較小，但由于頻譜集中，跟蹤誤差相對較大，但差距非常小，接收功率為-156dBW時，跟蹤誤差僅大5mm。

圖2　自干擾下S-RNSS信號跟蹤誤差與接收功率關(guān)系

3.3S-RDSS與S-RNSS的兼容分析

僅分析S-RNSS對S-RDSS的兼容性。

在S-RDSS自干擾條件下，S-RNSS引起的S-RDSS載噪比損失為

ΔCNRdB_RDRN=[N0+IRDRD+IRDRD]-[N0+IRDRD]

(12)

圖3描述了S-RNSS引起的S-RDSS在捕獲階段和跟蹤階段的載噪比損失。BPSK(8)引起的載噪比損失最大，并隨功率增加而明顯增加，這是因為其頻譜完全包含了S-RDSS信號頻譜。由于與S-RDSS重疊頻譜少，BOC(7,1)、BOC(6,2)、BOC(5,2)、BOC(5,1)引入的載噪比損失最小，且功率增加引起的變化不大。在S-RNSS接收功率為-156dBW時，BPSK(8)引入的損失在0.2dB左右，BOC(7,1)引入的損失接近零。

(a)捕獲階段　　　　　　　　　　　　　　(b)跟蹤階段 圖3　S-RDSS信號載噪比損失與S-RNSS接收功率關(guān)系

3.4S-IRNSS與S-RNSS的兼容分析

僅分析S-RNSS對S-IRNSS的兼容性，分標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號和授權(quán)服務(wù)信號。

在S-IRNSS自干擾條件下，S-RNSS引起的S-IRNSS標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號的載噪比損失為

ΔCNRdB_IRNSPSRN=[N0+IIRNSPSIRN+IIRNSPSRN]-[N0+IIRNSPSIRN]

(13)

S-IRNSS授權(quán)服務(wù)信號的載噪比損失為

ΔCNRdB_IRNRSRN=[N0+IIRNRSIRN+IIRNRSRN]-[N0+IIRNRSIRN]

(14)

其中，IIRNSPSIRN和IIRNRSIRN分別為

(15)

(16)

圖4和圖5分別給出了S-IRNSS兩種服務(wù)信號在捕獲階段和跟蹤階段受S-RNSS干擾導(dǎo)致的載噪比損失。S-IRNSS標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號在捕獲階段受BPSK(8)的影響要大于其他調(diào)制方式，S-RNSS接收功率為-156dBW時，損失差距可縮小到0.2dB左右；在跟蹤階段，各種調(diào)制方式的區(qū)別并不明顯，接收功率為-156dBW時可認(rèn)為沒有差別。S-IRNSS授權(quán)服務(wù)信號在捕獲階段和跟蹤階段，均以BOC(5,1)對其影響最大，這是因為該調(diào)制方式與其頻譜重疊最多，接收功率-156dBW時的損失約0.4dB，雖然BOC(7,1)的影響最低，但BPSK(8)與其基本相當(dāng)，-156dBW時損失差別不超過0.06dB，可忽略。

(a)捕獲階段　　　　　　　　　　(b)跟蹤階段 圖4　S-IRNSS標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號的載噪比損失與S-RNSS接收功率關(guān)系

(a)捕獲階段　　　　　　　　　　(b)跟蹤階段 圖5　S-IRNSS授權(quán)服務(wù)信號的載噪比損失與S-RNSS接收功率關(guān)系

3.5S-RDSS、S-IRNSS和S-RNSS的兼容分析

3.5.1S-RNSS的綜合干擾分析

綜合干擾下，S-RNSS信號的載噪比損失為

ΔCNRdB_RNRDIRN=[N0+IRNRN+IRNRD+IRNIRN]-[N0]

(17)

圖6描述了綜合干擾下S-RNSS在捕獲階段和跟蹤階段的載噪比損失。接收功率較大時，載噪比損失的趨勢和幅度與自干擾時基本一致，這是因為自干擾是大功率時載噪比損失的主因，而低功率時的主因則變成了互干擾。接收功率-156dBW時，捕獲階段損失主要集中在0.5dB到1dB，BPSK(8)的損失為0.8dB，比最低的BOC(6,2)僅多0.3dB；跟蹤階段，BPSK(8)的損失最小，與BOC(7,1)相差很小，比最大的BOC(5,1)也僅低0.5dB。圖7是綜合干擾下的S-RNSS跟蹤誤差，與自干擾時基本相同，說明S-RDSS和S-IRNSS對S-RNSS的影響很小。

(a)捕獲階段 (b)跟蹤階段 圖6　綜合干擾下S-RNSS信號載噪比損失與接收功率關(guān)系

圖7　綜合干擾下S-RNSS信號跟蹤誤差與接收功率關(guān)系

3.5.2S-RDSS的綜合干擾分析

綜合干擾下，由S-RNSS引起的S-RDSS載噪比損失為

ΔCNRdB_RDRNIRN=[N0+IRDRD+IRDRN+IRDIRN]-[N0+IRDRD+IRDIRN]

(18)

其中，IRDIRN也包括兩部分

(19)

圖8描述了綜合干擾下S-RDSS在捕獲階段和跟蹤階段的載噪比損失。與3.3節(jié)的規(guī)律和幅度基本相同，以BPSK(8)和BOC(3,3)引入的載噪比損失最大，BOC(7,1)、BOC(6,2)和BOC(5,1)最低，S-RNSS接收功率為-156dBW時，BPSK(8)引入最大損失為0.2dB，而BOC(7,1)引入的損失接近零。

(a)捕獲階段　　　　　　　　　　　　(b)跟蹤階段 圖8　綜合干擾下S-RDSS信號載噪比損失與S-RNSS接收功率關(guān)系

3.6S-IRNSS信號的綜合干擾分析

綜合干擾下，由S-RNSS引起的S-IRNSS載噪比損失可表示為

ΔCNRdB_IRNSPSRNRD=[N0+IIRNSPSIRN+IIRNSPSRD+IIRNSPSRN]-[N0+IIRNSPSIRN+IIRNSPSRD]

(20)

ΔCNRdB_IRNRSRNRD=[N0+IIRNRSIRN+IIRNRSRD+IIRNRSRN]-[N0+IIRNRSIRN+IIRNRSRD]

(21)

圖9和圖10分別描述了綜合干擾下S-IRNSS標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號和授權(quán)服務(wù)信號的載噪比損失。與3.4節(jié)相比，綜合干擾下由S-RNSS引入的

S-IRNSS標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號的載噪比損失規(guī)律與無S-RDSS時一致，幅度也基本相同，S-IRNSS授權(quán)信號的載噪比損失基本只與S-RNSS相關(guān)，因為其頻譜與S-RDSS頻譜重疊很少。

(a)捕獲階段　　　　　　　　　　(b)跟蹤階段 圖9　綜合干擾下S-IRNSS標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號載噪比損失與S-RNSS接收功率關(guān)系

(a)捕獲階段　　　　　　　　　　　(b)跟蹤階段 圖10　綜合干擾下S-IRNSS授權(quán)服務(wù)信號載噪比損失與S-RNSS接收功率關(guān)系

3.7綜合分析

在雙重服務(wù)時，S-RNSS不同調(diào)制方式所引入的S-RDSS載噪比損失有所區(qū)別，BOC(7,1)、BOC(6,2)、BOC(5,2)、BOC(5,1)引入的損失可忽略不計，而BPSK(8)的影響最大，但接收功率在-156dBW以下時的差別縮小至0.2dB以內(nèi)；各調(diào)制方式所引入的S-IRNSS標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號載噪比損失差別較小，捕獲階段以BPSK(8)的影響最大，以BOC(7,1)為最小，但接收功率在-156dBW以下時的差別也可縮小至0.2dB以內(nèi)，而跟蹤階段的差別基本可忽略不計；各調(diào)制方式所引入的S-IRNSS授權(quán)服務(wù)信號載噪比損失以BOC(5,1)為最大，以BOC(7,1)為最小，而BPSK(8)與后者相當(dāng)，接收功率-156dBW時，BOC(5,1)引入0.4dB損失，BOC(7,1)和BPSK(8)引入的損失可忽略不計。

在三重服務(wù)時，S-RNSS在綜合干擾下跟蹤誤差與自干擾時基本一致。若將捕獲和跟蹤階段的載噪比損失均控制在1dB以內(nèi)，接收功率不超過-156dBW時，各調(diào)制方式均能滿足要求，且所引入的損失均相差無幾；若要將S-RDSS信號在捕獲和跟蹤階段的載噪比損失均控制在0.5dB以內(nèi)，S-RNSS接收功率不超過-153dBW時，所有調(diào)制方式均能滿足，以BOC(7,1)引入的損失為最小，BPSK(8)與其差別在-156dBW時可控制在0.2dB以內(nèi)；若要將S-IRNSS標(biāo)準(zhǔn)服務(wù)信號在捕獲和跟蹤階段的載噪比損失均控制在0.5dB以內(nèi)，S-RNSS接收功率在-153dBW以下時，所有調(diào)制方式均滿足，以BOC(7,1)引入的損失為最小，BPSK(8)與其差別在-156dBW時可控制在0.2dB以內(nèi)；若要將S-IRNSS授權(quán)服務(wù)信號在捕獲和跟蹤階段的載噪比損失均控制在0.5dB以內(nèi)，S-RNSS接收功率在-155dBW以下時，所有調(diào)制方式均滿足，以BOC(7,1)引入的損失最小，BPSK(8)與其的差別在-156dBW時不超過0.05dB，可忽略不計。

4　總　結(jié)

本文僅從信號兼容性分析了S-RNSS信號的選擇可行性。一方面考慮帶給S-RDSS和S-IRNSS的載噪比損失不太大，以免加劇兼容談判難度；另一方面考慮與現(xiàn)有導(dǎo)航信號相當(dāng)?shù)慕邮展β?，既保證跟蹤誤差，又要兼顧數(shù)據(jù)解調(diào)，S-RNSS接收功率可選擇為-156dBW。根據(jù)綜合分析，雖然BOC(7,1)是較好的選擇，但綜合考慮載噪比損失差異，以及技術(shù)成熟度、實現(xiàn)復(fù)雜度、濾波器設(shè)計難度等，BPSK(8)是較好的替代選擇，如果可進一步降低功率要求，可以獲得更大選擇空間。

實際上，調(diào)試方式和接收功率選擇是由多種因素共同決定的，如測量精度需求、抗干擾能力要求、抗多徑能力要求等等，因此還需要綜合其他因素來最終決定。

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Compatibility Design of Global RNSS Signal in S-band

Jin Guoping1, Wang Liguo2, Feng Xiaochao1, Fan Jianjun1

1.Beijing Satellite Navigation Center, Beijing 100094, China 2. Automation Working Station of the Military Region of Inner Mongolia, Hohot 010051, China

According to the fact that L-band (1164-1610MHz) is overcrowded with satellite navigation signals and S-band (2483.5-2500MHz) has been authorized to be a new band for future RNSS, signal design for RNSS in S-band is conducted from the aspect of compatibility. The compatibility of RDSS and IRNSS under single, dual and triplicate overlays is studied, and the CNR loss of three service signals in acquiring and tracking phases and the changing of global RNSS signal tracking error in S-band are analyzed. With a prescribed signal bandwidth, the compatibility of several optional modulation modes are compared and analyzed, and BPSK(8) with a received power of -156dBW is proposed as an ideal choice for global RNSS signal in S-band.

RNSS; IRNSS; RDSS; S-band; compatibility

2015-08-11。

金國平(1978— )，男，助理研究員，主要從事衛(wèi)星導(dǎo)航方面的研究。

TN967.1

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