韓一, 聶子玲, 朱俊杰

(海軍工程大學 艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室,湖北 武漢　430033)

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基于移相全橋ZVS及同步整流的低壓大電流直流變換器研究

韓一, 聶子玲, 朱俊杰

(海軍工程大學 艦船綜合電力技術國防科技重點實驗室,湖北 武漢430033)

解決開關電源的功率損耗問題是提高電源效率、性能、可靠性的關鍵。傳統(tǒng)低壓大電流直流變換器，使用二極管整流，難以實現(xiàn)在高電流輸出情況下降低損耗。選擇了綜合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點的倍流整流器，并且使用MOSFET并聯(lián)同步整流技術，結合了變壓器原邊移相全橋ZVS電路，實現(xiàn)了28.5 V/400 A的低壓大電流輸出。基于雙環(huán)控制，搭建了直流變換器模型與實驗平臺，通過仿真與實驗驗證，證明了電路拓撲以及控制策略的可行性。

低壓大電流;倍流整流;同步整流;MOSFET并聯(lián);系統(tǒng)移相全橋

0　引　言

隨著電源容量的增加，低壓直流電源系統(tǒng)的重量也不斷增大。傳統(tǒng)的低壓直流電源大多利用變壓器降壓，晶閘管整流，電路體積大，笨重，可靠性低。采用軟開關技術以及提高開關頻率能夠縮小開關電源的體積，提高功率密度，改善動態(tài)響應。

低壓大電流直流變換器以變壓器為界，原邊拓撲可從其所能傳送的功率以及拓撲結構的復雜程度等方面進行分析。全橋電路工作簡單可靠，適用于中大功率變換。逆變橋開關管采用PWM移相控制，結合軟開關技術，可以實現(xiàn)恒定頻率的零電壓開關(ZVS)，從而降低開關損耗，提高電源效率，改善電源性能，解決了硬開關的開關損耗和開關噪聲大以及EMI等問題。目前很多研究針對移相全橋電路環(huán)流損耗，二次側占空比丟失的問題，通過在變壓器一次側串入飽和電感[1]，并聯(lián)鉗位二極管[2]，與滯后橋臂并聯(lián)有源輔助網(wǎng)絡[3]等方法對移相全橋電路進行優(yōu)化。對于電流高達400 A甚至更大輸出時，如果副邊使用二極管整流，仍然無法解決變換器功率損耗大的問題。

低壓大電流輸出時，本文采用同步整流技術，即用MOSFET代替普通二極管。由于電流很大時，損耗在二極管其上的功率相當大，使用同步整流技術可以較大的減少整流損耗[4]。目前國內大部分關于同步整流的研究應用，輸出電流都在100 A以下。文獻[5]提出用有限雙極性控制實現(xiàn)整流管的軟開關，但是MOSFET在高壓高功率場合的運用很受限制，如果輸入電壓較大，變壓器原邊全橋用MOSFET作為開關管顯然是不合適的。由于本文設計的直流變換器輸出電流大，單個MOSFET導通電流無法滿足，為獲得更大的電流容量，采取多個MOSFET并聯(lián)的方式，進而獲得更大的功率。

通過在H橋的兩個橋臂并聯(lián)吸收電容，抑制了線路雜散電感引起的尖峰電壓，保證了IGBT的安全工作[6]。

1　MOSFET并聯(lián)同步整流電路原理分析

1.1MOSFET并聯(lián)

由于單個MOS管無法滿足高功率輸出，考慮到MOSFET的導通電阻Ron為正溫度系數(shù)，隨著溫度的升高而升高，在并聯(lián)使用中具有自動均流的能力，所以在本文中采用多個MOSFET并聯(lián)來增加變換器的功率傳導能力，實現(xiàn)大電流輸出。

圖1　MOSFET并聯(lián)倍流整流電路(同步整流管)

在功率MOSFET多管并聯(lián)時，器件內部參數(shù)的差異會引起支路電流的不平均，將導致單管過流損壞。影響MOSFET并聯(lián)均流的內部參數(shù)主要有閾值電壓VYH、導通電阻RDS(on)、極間電容、跨導等。內部參數(shù)差異會引起動態(tài)和靜態(tài)不均流。因此在設計時選擇同型號且內部參數(shù)分散性較小的MOSFET加以并聯(lián)[7](見圖1)。1.2倍流整流電路原理分析

圖2　倍流整流電路工作波形圖

在倍流整流中兩個電感的交錯并聯(lián)(見圖2)。電感L1與L2上的電壓和流過電流相位相差180°,在變壓器副邊繞組電壓非零時,流過L1、L2的電流一增一減,實現(xiàn)了iL1,、iL2的紋波電流互消,從而使總的負載電流(i0=iL1+iL2)紋波大大減小。在輸出電壓紋波要求相同的情況下,這種倍流整流方式使得輸出電感顯著減小,加快了功率級的動態(tài)響應。

下面對倍流整流電路的工作過程作簡要分析：

(1)t0一t1:變壓器副邊繞組上為正壓,SR2(D2)處于導通狀態(tài),SR1(D1)處于關斷狀態(tài)(SR1與D1,SR2與D2以及同橋臂MOSFET的開關狀態(tài)分別對應一致,下文以SR代替說明),電感L1上電流上升,L2上電流下降。對應如下關系式:

(1)

(2)

(2)t1-t2:變壓器副邊繞組電壓為零,整流管SR1、SR2都導通。通過電感L1、L2的電流都在減小,處于續(xù)流狀態(tài)。對應關系式為:

(3)

(4)

(3)t2-t3:變壓器副邊繞組上為負壓,功率管SR1處于導通狀態(tài),SR2處于關斷態(tài),電感L1上電流下降,L2上電流上升。對應關系式為:

(5)

(6)

(4)t3-t4:變壓器副邊繞組電壓為零,整流管SR1、SR2都導通。通過電感L1、L2的電流都在減小,處于續(xù)流狀態(tài)。對應電路方程與t1-t2時段相同。

一個完整的開關周期Ts中,通過電感L1、L2的電流,都是在各自的(0-D)Ts時間段內增加;在(1-D)Ts時間段內減小,且兩段時間內電流增加量與減小量相等。對應如下關系式:

(7)

整理后可得:

V0=DV2

(8)

倍流整流時總損耗是：

(9)

由此可見，在全波整流和倍流整流的拓撲結構下，整流管的總損耗是一樣的。與全波整流相比，倍流整流器的高頻變壓器的副邊繞組僅需一個單一繞組，不用中心抽頭。與橋式整流相比，倍流整流器使用的二極管數(shù)量少一半。所以說，倍流整流器是結合全波整流和橋式整流兩者優(yōu)點的新型整流器。

電感L1、L2電流波形相差180°，其合成電流紋波峰峰值與iL1、iL2紋波峰峰值的關系，用電流互消比例K表示,K與占空比D有關，關系式如下：

(10)

由關系式可以看出，在倍流整流拓撲中,D偏離0.5越遠，紋波互消作用越差。當D=0.25時，紋波互消比例只有67%。因此，為了利用其紋波互消作用，希望D在0.5附近[8-10]。

2　基于移項全橋ZVS及MOSFET并聯(lián)同步整流的直流變換器仿真及實驗驗證分析

2.1MATLAB仿真分析

圖3　直流變換器Simulink仿真框圖

移相全橋開關電源系統(tǒng)結構主要包括功率轉換與輸出部分和控制部分(見圖3)。移相全橋開關電源的控制對輸出濾波電容電壓Uo和輸出濾波電感電流進行實時檢測，將輸出電壓采樣信號與系統(tǒng)設置的輸出的指令電壓進行比較，得到實際輸出電壓與設置的輸出電壓之間的誤差信號，經(jīng)過電壓控制器進行PI調節(jié)，得到控制輸出濾波電感電流的指令電壓，與輸出電流的采樣信號進行比較，得到輸出電流與設置輸出電流之間的誤差信號，然后經(jīng)過電流控制器進行PI調節(jié)，得到PWM脈沖信號控制電壓，與三角載波電壓信號進行比較，得到PWM脈沖信號，最后經(jīng)過驅動電路，輸出PWM驅動脈沖，實現(xiàn)對逆變橋開關管的開通與關斷控制。

如圖4所示，由PWM移相脈沖模型產(chǎn)生的PWM脈沖信號，隨著反饋控制電流的不斷升高，PWM移相脈沖寬度不斷增大，逆變橋的導通時間增大，即反饋控制信號可以控制逆變橋的導通時間，從而實現(xiàn)了輸出電壓大小的調節(jié)。

圖4　PWM移相脈沖仿真波形

根據(jù)移相控制ZVS-PWM DC/DC全橋變換器的理論波形可知，開關管實現(xiàn)零電壓開通的條件是當開關管其CE兩端電壓為零時，其驅動脈沖信號才驅動開關導通。從圖5可以看出，下圖所示的開關管的驅動信號是在上圖所示的開關管CE兩端電壓降到零之后才變?yōu)楦唠婎l，即開關管實現(xiàn)了零電壓導通。同時，開關管關斷時，其CE兩端的并聯(lián)電容上的電壓不能跳變，即開關管實現(xiàn)了零電壓關斷。因此開關管實現(xiàn)了零電壓開關(ZVS)。

圖5　開關管零電壓開通與關斷仿真波形

如圖6所示，在輸入直流電壓為540 V輸出額定功率時的電感電流輸出波形，大約在0.01 s時電流達到穩(wěn)定輸出，輸出電流的平均值為400 A?？梢钥闯?，電感電流iL1和iL2有明顯的紋波。根據(jù)公式10，當D=50%時，在理論上Io輸出紋波可以完全抵消。

如圖7所示，在輸入直流電壓為540 V輸出額定功率時的輸出濾波電容電壓波形，大約在0.01 s時電壓達到穩(wěn)定輸出，輸出電壓平均值為28.5 V。

圖6　變壓器副邊輸出電流仿真波形

圖7　DC/DC模塊輸出電壓波形

2.2實驗驗證

為了驗證設計的正確與可靠性，搭建了12 kW的實驗平臺，并且進行了實驗驗證。IGBT選用Infineon公司的F4-150R12KS4全橋模塊，耐壓1 200 V；同步整流管選用75 V，160 A的IRF2907。實驗平臺主控制器包括DSP28335模塊、AD采樣模塊、PWM脈沖擴展模塊及IO通訊模塊。

實驗中通過LabWindows將變換器與電腦建立通訊，并且通過串口發(fā)脈沖，可以通過CVI對平臺進行方便的發(fā)脈沖封脈沖操作，并且可以避免DSP仿真器對實際電路的干擾。

圖8　IGBT及MOSFET驅動波形

圖8給出了開關管的驅動波形，從上到下依次是H橋超前管Q1、滯后管Q3、變壓器副邊電壓以及同步整流管兩端電壓波形，開關頻率設為25 kHz。從圖中可以看出，副邊MOSFET驅動與被整流電壓保持同步，即實現(xiàn)同步整流，原邊移相的角度由反饋實時控制，從而改變輸出電壓的大小。

為了實現(xiàn)零電壓開通，必須有足夠的能量來抽走將要開通的開關管結電容上的電荷，并且給同一橋臂關斷的開關管的結電容充電，同時考慮到變壓器的原邊繞組電容還要一部分能量來抽走變壓器原邊繞組寄生電容上的電荷因此必須滿足：

(11)

(12)

圖9　IGBT實現(xiàn)ZVS波形

圖10　變換器輸出波形

圖11　變換器加載輸出波形

通過查閱資料，infineon F4-150R12KS4 IGBT結電容0.63 pfVin為540 V考慮輕載時即可實現(xiàn)ZVS即I2為3 A，忽略變壓器寄生電容， 選取諧振電感為25 μH，這樣就滿足了軟開關的條件。圖9給出了超前管Q1和滯后管Q2的驅動信號VGS、漏-源極電壓VDS，該圖表明，它們關斷時，其結電容使它們零電壓關斷；而當它們開通時，其反并聯(lián)二極管導通，將漏-源極電壓箝在零，因而實現(xiàn)零電壓開通。

圖10分別給出了輸出電壓、輸出電流以及原邊電流IP的波形。變換器副邊整流管并聯(lián)均流特性較好，并且通過閉環(huán)控制，實現(xiàn)了預定目標的輸出。

圖11為變換器突增負載時輸出電壓和電流波形，可以看出在突增負載時回復時間不到20 ms，電壓最大跌落至22 V左右，跌落幅度為21%，因此變換器動態(tài)性能較好。

圖12給出了移相全橋變換器的效率曲線?？梢钥闯鲈陬~定輸入電壓AC380 V，不同輸出電流下的效率，通過軟開關以及采用同步整流技術，變換器效率較高。

圖12　變換器效率曲線

3　結束語

本文根據(jù)低壓大電流直流變換器的特點和要求，以28.5 V/400 A為電壓電流等級，選擇了變壓器原邊移相全橋ZVS、副邊MOSFET并聯(lián)倍流同步整流電路。結合系統(tǒng)的控制對象，設計了雙環(huán)控制器，搭建了基于Simulink的直流變換器模型，以及實驗平臺并進行了系統(tǒng)仿真與實驗，通過仿真及實驗驗證，分析了移相PWM、軟開關、MOSFET并聯(lián)均流等環(huán)節(jié)、低壓大電流輸出，證明了電路拓撲以及控制策略的可行性。

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A Research on the Low-voltage High-current DC ConverterBased on Phase-shift Full-bridge ZVS and Synchronous Rectification

HAN Yi, NIE Zi-ling, ZHU Jun-jie

(National Defense Key Laboratory for Integrated Vessel Power Technology, Naval University of Engineering, Wuhan Hubei 430033, China)

The solution of power loss of switching power supply is the key to the improvement of power supply efficiency, performance and reliability. Traditional low-voltage high-current DC converter using diode for rectification purpose can hardly reduce loss under high-current output circumstances. In this paper, a current-doubler rectifier combining advantages of both full-wave rectification and bridge rectification is chosen, and MOSFET parallel synchronous rectification technology combined with transformer original-side phase-shifted full-bridge ZVS circuit, we can achieve low-voltage high-current output of 28.5V/400A. Based on dual-loop control, we build up a DC converter model and experimental platform, and make system simulation and experimental verification. The results of simulation and verification verify the feasibility of the circuit topology and control strategy.

low-voltage and high-current; current-doubler rectification; synchronous rectification; parallel MOSFET; phase-shift full- bridge

國家自然科學基金資助項目(51407189)

10.3969/j.issn.1000-3886.2016.02.003

TN624

A

1000-3886(2016)02-0007-04

韓一(1990-),四川綿陽人，碩士生，從事電力電子及電力傳動方面研究。

定稿日期: 2015-08-17