詹亮，蘇建徽，劉碩

（合肥工業(yè)大學(xué)教育部光伏系統(tǒng)工程研究中心，安徽 合肥 230009）

基于LLC諧振的AC-DC變換器應(yīng)用研究

詹亮，蘇建徽，劉碩

（合肥工業(yè)大學(xué)教育部光伏系統(tǒng)工程研究中心，安徽 合肥 230009）

LLC諧振變換器在采用PFM（脈沖頻率調(diào)制）控制時，其電路工作頻率的調(diào)節(jié)范圍會隨著輸入電壓變化范圍的增大而增大。頻率的大幅度變化會導(dǎo)致磁性元件損耗增加，影響變換效率。針對上述問題，通過在LLC諧振電路前級增加Boost調(diào)壓電路，設(shè)計了一款適用于寬電壓輸入的AC-DC變換器。詳細介紹了改進后的電路結(jié)構(gòu)，闡述了其工作原理，給出了主要元件參數(shù)的設(shè)計方法，并制作了300 W/28 V的樣機，實驗驗證了所提方案的有效性。

變換器；LLC諧振；高效率

對于200W以上的AC-DC變換器可供選擇的拓撲結(jié)構(gòu)有半橋式、雙管反激式、雙管正激式、LLC諧振等，其中雙管正激式和LLC諧振拓撲采用較為廣泛。LLC諧振拓撲可在全功率范圍內(nèi)實現(xiàn)原邊開關(guān)管ZVS（零電壓開通），副邊整流二極管ZCS（零電流關(guān)斷）［1］，在大功率直流供電場合，相對于其他的硬開關(guān)變換拓撲，在變換效率上具有明顯的優(yōu)勢，合理的參數(shù)設(shè)計可使其變換效率達到90%以上。

對于LLC諧振變換器的設(shè)計，使用較多的是基波分析法［2-5］。從該方法的分析可知變換器輸入電壓在較大范圍內(nèi)變化時，如交流85～264 V電壓范圍內(nèi)變化，電路的工作頻率變動也較大，磁性元件損耗增加，變換器效率降低。本文通過在LLC諧振輸入端增加Boost型PFC（功率因數(shù)校正）電路以減小LLC諧振輸入電壓變化范圍，簡化諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)的設(shè)計，同時可以減少整機工作時產(chǎn)生的諧波，避免對電網(wǎng)造成污染。PFC電路采用交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)形式有利于減小Boost電感的體積，減小輸入電流紋波，便于濾波器設(shè)計［6-7］。

1　工作原理

1.1電路結(jié)構(gòu)

變換器由PFC環(huán)節(jié)和LLC諧振環(huán)節(jié)構(gòu)成，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

圖1　電路結(jié)構(gòu)框圖Fig.1　Circuit structure block diagram

1.2PFC環(huán)節(jié)

PFC電路結(jié)構(gòu)如圖2所示，主電路采用Boost型交錯并聯(lián)結(jié)構(gòu)。工作于電流臨界模式（BCM），通過引入電壓負反饋，控制開關(guān)導(dǎo)通時間ton，閉環(huán)調(diào)節(jié)輸出電壓?？刂菩酒x用雙相PFC控制芯片UCC28061。

圖2　PFC主電路Fig.2　Main circuit of PFC

1.3LLC諧振環(huán)節(jié)

LLC諧振電路如圖3所示，采用外置諧振電感的形式。諧振電感與變壓器勵磁電感相互獨立，可以使各元件參數(shù)設(shè)計更加靈活，降低變壓器設(shè)計的復(fù)雜程度。控制部分使用L6599D作為控制芯片。

圖3 半橋LLC諧振主電路Fig.3　Main circuit of half-bridge LLC resonant

圖3所示的半橋LLC諧振主電路中，開關(guān)管VT3，VT4構(gòu)成半橋開關(guān)網(wǎng)絡(luò)，DVT3,DVT4分別是其體二極管，C1，C2分別是其寄生電容。兩開關(guān)占空比均略小于50%（插入死區(qū)時間）且互補導(dǎo)通。直流輸入電壓Eo經(jīng)過半橋開關(guān)網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)變?yōu)榉讲妷?。諧振電感Lr、變壓器Tr的勵磁電感Lm和諧振電容Cr構(gòu)成諧振網(wǎng)絡(luò)，電路正常運行時，諧振腔電流周期性過零點，當(dāng)?shù)刃л斎胱杩篂楦行詴r，輸入電流滯后于電壓，利用半橋開關(guān)管VT3，VT4自身寄生電容的充放電，使開關(guān)管導(dǎo)通前電壓提前到零，從而實現(xiàn)ZVS。二極管D7，D8完成全波整流，將高頻方波電壓轉(zhuǎn)變?yōu)榉€(wěn)定直流電壓輸出。

電感Lr和電容Cr決定諧振變換器串聯(lián)諧振頻率fo為

電感Lr、變壓器勵磁電感Lm和電容Cr決定并聯(lián)諧振頻率fm：

當(dāng)變換器工作頻率fm＜f＜fo或f＞fo，能夠?qū)崿F(xiàn)半橋開關(guān)管VT3，VT4的ZVS［3-5］。故將變換器的工作頻率設(shè)計在串聯(lián)諧振頻率 fo附近。

運用基波分析法，只考慮方波中的基波分量，忽略其它次諧波，實際負載Ro從變壓器副邊折算到原邊的等效負載Rac為

式中：n為變壓器原副邊匝數(shù)比。

勵磁電感兩端的電壓vo為

式中：uo為輸出電壓；ud為整流二極管D7，D8導(dǎo)通壓降。

圖4為LLC諧振變換器交流等效電路。通過等效電路交流增益以及交流量與直流量之間的轉(zhuǎn)換關(guān)系，得出LLC諧振電路輸入輸出直流電壓增益：

式中：Q=2πfoLr/Rac；k=Lm/Lr；f為開關(guān)頻率。

由式（5）可知，當(dāng)LLC電路輸入電壓發(fā)生變化時，相應(yīng)的調(diào)節(jié)開關(guān)頻率 f來調(diào)整直流增益，從而可達到穩(wěn)壓輸出的目的。

圖4　LLC諧振變換器交流等效電路Fig.4　AC equivalent circuit of LLC resonant converter

2　參數(shù)設(shè)計和實驗

2.1樣機參數(shù)

實驗樣機各項參數(shù)為：輸入電壓uin=100～240 Vrms，輸入電壓頻率fin=50 Hz，諧振頻率fo為100 kHz，輸出電壓uo=28 V，額定功率Po=300 W，整機效率η≥90%。

2.2PFC環(huán)節(jié)主要元件參數(shù)設(shè)計

PFC環(huán)節(jié)采用了Boost型交錯并聯(lián)的結(jié)構(gòu)，要求2個支路元件參數(shù)一致性較好，從而實現(xiàn)均流。BCM控制模式下，對于某一固定不變的輸入電壓uin，開關(guān)管導(dǎo)通的時間ton固定不變，各支路電感上實際電流iL、平均電流iL-avg、峰值電流iL-peak的波形如圖5所示。

圖5　電感電流波形示意圖Fig.5　Inductance current waveforms

圖5中各參數(shù)之間的關(guān)系滿足下式：

式中：iin為輸入電流；Iin為輸入電流有效值；uin為輸入電壓；Uin為輸入電壓有效值；Po為額定功率；η為PFC的效率，取值0.95；toff為電流下降時間，即開關(guān)管關(guān)斷時間；fs為開關(guān)頻率；Eo為PFC輸出電壓，設(shè)定在450 V。

由式（6）可得電感上最大電流表達式和電感量L與最小開關(guān)頻率fmin關(guān)系式如下：

式中：Lmax為最大電感量；Uin-min為最小輸入電壓有效值。

為避免人耳可聞噪聲，設(shè)定最小開關(guān)頻率fmin=45 kHz,并將實驗樣機各項參數(shù)值代入式（7）、式（8），可得：iL-max=5.25A，Lmax=372 μH。

電感磁芯的選取要保證電感電流最大峰值時磁芯不會飽和。選擇PQ2620作為電感磁芯。線圈的最少匝數(shù)Nmin為

式中：ΔBm為磁感應(yīng)強度變化量，ΔBm=0.25 T；Ae為PQ2620磁芯有效截面積，Ae=119 mm2。

將數(shù)據(jù)代入式（9）得Nmin=65，實際繞制時，PFC電感初級65匝，開氣隙，電感量L1=364 μH，L2=361 μH。

使用2個250 V/470 μF的電容串聯(lián)作為PFC輸出濾波，則電壓紋波大小為［6］

式中：uripple為紋波電壓；fin為交流輸入電壓頻率；C為輸出濾波電容。

由式（10）解得uripple=9.5 V，故PFC輸出電壓為450±4.75 V。

2.3LLC諧振環(huán)節(jié)主要元件參數(shù)設(shè)計

由圖4所示的結(jié)構(gòu)計算出諧振網(wǎng)絡(luò)的等效輸入阻抗表達式為

式中：fn=f/fo；Zo為特征阻抗。

為使半橋開關(guān)管VT3，VT4實現(xiàn)ZVS，需保證諧振網(wǎng)絡(luò)電流滯后于電壓，即等效輸入阻抗為感性。式（11）虛部大于零時表現(xiàn)為感性，故：

為留取一定裕量，Q取值需滿足下式：

整流二極管導(dǎo)通壓降ud取0.7 V，利用實驗樣機各項參數(shù)值，解得n=7.84。實際變壓器變比取n=8。

當(dāng)PFC輸出電壓最低時，LLC諧振電路表現(xiàn)出最大增益：

LLC諧振變換器工作在串聯(lián)諧振頻率點時f=f0，此時由式（5）可得：

LLC串聯(lián)諧振頻率設(shè)定為 fo=100 kHz，最小工作頻率 fmin=85 kHz，則：fn=0.85。將 fn及式（15）代入式（5），可得k與Q的關(guān)系式，因此設(shè)定1個k值就可以求解Q值，同時需滿足式（13）的要求，進而解得Lm。通過計算可知當(dāng)k=8時，Lm取值最大，此時解得：Q=0.56，Lr=103 μH，Lm=827 μH，Cr=24.5 nF。

選用POT4020作為變壓器的磁芯，最大工作磁通密度Bmax=0.15 T，則變壓器的原邊線圈匝數(shù)需滿足以下條件：

式中：Ae為POT4020磁芯有效截面積，Ae= 217.3 mm2。

圖6　|Gdc|與 fn關(guān)系曲線Fig.6　|Gdc|andfncurves

通過計算得原邊線圈最少匝數(shù)Nmin=20.7，副邊線圈匝數(shù)Nmin/n=2.6。依據(jù)以上分析計算，最終實驗樣機的元件參數(shù)為：變壓器初級28匝，次級3匝，變壓器自感Lm=810 μH，漏感Lr1=7 μF，外置電感Lr2=96 μH，Cr=27 nF。

2.4實驗結(jié)果

根據(jù)設(shè)計的參數(shù)搭建實驗樣機，樣機實驗波形如圖7所示。其中圖7a為滿載時輸入電壓uin、電流iin波形；圖7b為輸出電壓vo及其紋波波形，從中可以看出樣機運行功率因數(shù)高，輸出電壓穩(wěn)定，紋波較?。粓D7c為半橋諧振下管VT4的驅(qū)動電壓ugs與漏源電壓uds波形；圖7d為電路工作在諧振點時ugs與諧振電流iLr波形。從中可以看出在VT4開通信號到來時，諧振電流iLr仍為正，電流流經(jīng)VT4的體二極管，且開通信號到來之前uds已經(jīng)下降到零，實現(xiàn)了ZVS。

圖8為樣機效率曲線。其中圖8a為交流輸入電壓為220 V時，負載與效率的關(guān)系曲線，可以看出在不同等級負載情況下，樣機均具有良好的效率表現(xiàn)，滿載效率達到93.2%。圖8b為樣機帶額定負載時，交流100～240 V輸入電壓范圍內(nèi)的效率曲線，在全輸入電壓范圍內(nèi)樣機效率均超過90%。

圖7　實驗波形Fig.7　Experimental waveforms

圖8　效率曲線Fig.8　Efficiency curves

3　結(jié)論

本文所研究的變換器，采用交錯并聯(lián)Boost型PFC做前級，半橋LLC諧振做后級的結(jié)構(gòu)，能夠在非常寬的輸入電壓范圍內(nèi)高效穩(wěn)定地工作。試驗結(jié)果表明，整機運行功率因數(shù)較高，可達至0.99，在不同負載條件下均具有很好的效率，滿載效率可達93.2%。該電路結(jié)構(gòu)適用于大功率場合的直流供電電源。

［1］Bo Yang，F(xiàn)red C Lee，Alpha J Zhang，et al.LLC Resonant Converter for Front End DC/DC Conversion［C］//IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，2002：1108-1112.

［2］馬皓，祁豐.一種改進的LLC變換器諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù)設(shè)計方法［J］.中國電機工程學(xué)報，2008，28（33）：6-11.

［3］朱立泓.LLC諧振變換器的設(shè)計［D］.杭州：浙江大學(xué)，2006.

［4］歐陽茜，吳國良，錢照明.LLC諧振全橋DC/DC變流器的優(yōu)化設(shè)計［J］.電力電子技術(shù)，2007，41（1）：15-19.

［5］江雪.半橋LLC-4諧振變換器的研究［D］.南京：南京航空航天大學(xué)，2010.

［6］王山山.交錯并聯(lián)Boost PFC變換器的研究［D］.杭州：浙江大學(xué)，2010.

［7］認玉偉.交錯并聯(lián)BCM Bosst PFC變換器的研究［D］.成都：西南交通大學(xué)，2011.

Application Research of LLC Resonant-based AC-DC Converter

ZHAN Liang，SU Jianhui，LIU Shuo
（Research Center for Photovoltaic System Engineering of Ministry of Education，Hefei University of Technology，Hefei 230009，Anhui，China）

When PFM（Pulse Frequency Modulation）technology is used for LLC resonance converter，the modulating frequency range increases，as the input voltage range increases.Large variation of frequency increases losses of the magnetic elements and reduces efficiency of the device.Aiming at this problem，an AC-DC converter for wide input voltage range was designed with adding a Boost circuit in front of the LLC resonance circuit.Focused on introducing the improved circuit structure，the working principle and the design method of main components.Then a prototype with the ability of 300 W/28 V was produced to verify the validity of the proposed scheme.

converter；LLC resonant；high efficiency

TM46

A

2015-08-03

修改稿日期：2016-03-25

詹亮（1988-），男，碩士研究生，Email：13865947260@139.com