胡志濤，李興鶴

（1.上海新時(shí)達(dá)電氣股份有限公司，上海201802；2.上海辛格林納新時(shí)達(dá)電機(jī)有限公司，上海201802）

級聯(lián)型高壓變頻器輸出電壓觀測器研究與實(shí)現(xiàn)

胡志濤1，李興鶴2

（1.上海新時(shí)達(dá)電氣股份有限公司，上海201802；2.上海辛格林納新時(shí)達(dá)電機(jī)有限公司，上海201802）

首先介紹了級聯(lián)型高壓變頻器系統(tǒng)（CAS-HVI）拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)；然后針對級聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，結(jié)合載波移相調(diào)試算法，引出了基于直接轉(zhuǎn)矩控制的高壓變頻器系統(tǒng)（HVI-DTC）對輸出電壓的觀測（重構(gòu)）需求；再著重就載波移相對輸出電壓重構(gòu)的影響進(jìn)行分析，并分別對傳統(tǒng)DTC與SVM-DTC控制的輸出電壓重構(gòu)進(jìn)行研究；最后在樣機(jī)上實(shí)現(xiàn)重構(gòu)算法，并分析實(shí)驗(yàn)結(jié)果，結(jié)果驗(yàn)證了重構(gòu)效果及必要性。

級聯(lián)高壓變頻器；載波移相；直接轉(zhuǎn)矩控制；電壓重構(gòu)

引言

隨著電氣傳動技術(shù)和變頻調(diào)速技術(shù)的發(fā)展，以及開關(guān)器件不斷的更新?lián)Q代，體現(xiàn)高壓大功率變頻調(diào)速技術(shù)的高壓變頻器也越來越多地被學(xué)者和研發(fā)人員關(guān)注，其中以級聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)且采用載波移相調(diào)制為代表的高壓變頻器已經(jīng)逐漸成為高壓變頻器的主流結(jié)構(gòu)［1］。但是傳統(tǒng)高壓變頻器基本不會考慮載波移相的影響，因此會對輸出電壓的觀測、死區(qū)補(bǔ)償?shù)男Ч?，甚至高性能的控制性能產(chǎn)生一定影響，因此傳統(tǒng)高壓變頻器基本只能采用VFFF標(biāo)量控制，并且很少有計(jì)算輸出有功和功率因素，即使計(jì)算精度也不會很高；而隨著高壓變頻器應(yīng)用到越來越多的行業(yè)，不僅對其運(yùn)行的穩(wěn)定性以及長時(shí)間不間斷工作提出了高要求，同時(shí)也對轉(zhuǎn)速的控制精度、轉(zhuǎn)矩的快速響應(yīng)提出更高要求，如在密煉機(jī)、軋鋼機(jī)行業(yè)的應(yīng)用。對于大功率風(fēng)機(jī)、水泵的變頻調(diào)速有很好效果的VFFF標(biāo)量控制算法，此時(shí)就很難滿足要求，由此推出了基于轉(zhuǎn)子磁場定向控制的高性能高壓變頻器［2］，以及對轉(zhuǎn)矩響應(yīng)更快的DTC高性能高壓變頻器。這些控制算法就要求對級聯(lián)型高壓變頻器有更精確和更細(xì)節(jié)的分析與研究。對于DTC控制算法而言，對輸出電壓的檢測或重構(gòu)的精度會直接影響到磁鏈觀測的結(jié)果，進(jìn)而影響控制效果，另外，通過瞬時(shí)輸出功率方法的計(jì)算輸出功率時(shí)，會受到輸出電壓重構(gòu)精度的影響，同樣會影響功率因數(shù)的計(jì)算，也會影響諸如同步電機(jī)功率因數(shù)為1的控制效果。

對此，本文從級聯(lián)型高壓變頻器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及調(diào)制方式的原理入手，推導(dǎo)輸出電壓的重構(gòu)方法，并通過實(shí)驗(yàn)方法，定量分析不考慮載波移相的作用而產(chǎn)生的影響，以及驗(yàn)證重構(gòu)方法的效果。

1　級聯(lián)型高壓變頻器系統(tǒng)

1.1級聯(lián)型高壓變頻器系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與功率單元結(jié)構(gòu)

考慮開關(guān)器件的耐壓、諧波及du/dt，市場上高壓變頻器多采用級聯(lián)型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。這類系統(tǒng)通常由移相變壓器、功率單元組、主控系統(tǒng)、光纖通信系統(tǒng)、輸入輸出側(cè)電流采集模塊以及IO、通信模塊和人機(jī)界面等8大模塊組成［3］。6 kV進(jìn)線高壓通過移相變壓器分別為15個功率單元提供690 V輸入電壓，所有功率單元均由主控系統(tǒng)通過光纖進(jìn)行集中控制，15個功率單元分為3組，每組5個單元上下串聯(lián)共同作用產(chǎn)生一相輸出，其系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意如圖1所示。所有單元都正常工作時(shí)，A、B、C三相輸出電壓動態(tài)平衡，輸出相電壓約為3 450 V，輸出線電壓約為6 000 V。

在級聯(lián)型高壓變頻器系統(tǒng)中，功率單元是最為核心的部件，甚至可以將其看作是一個獨(dú)立變頻器。輸入是三相交流電壓（多為690 V），輸出是單相交流電壓（多為690 V）。級聯(lián)型高壓變頻器載波移相調(diào)試算法與功率單元的結(jié)構(gòu)密切相關(guān)。圖2為功率單元結(jié)構(gòu)，其由不可控整流橋、母線電容、均壓電阻以及開關(guān)器件組成，其中4個開關(guān)器件（Q1～ Q4）構(gòu)成H橋結(jié)構(gòu)，分別是左上橋（即Q1）、左下橋（即Q2），右上橋（即Q3）、右下橋（即Q4）。

每個功率單元都有4路PWM驅(qū)動信號控制H橋的4個橋臂（IGBT）的開關(guān)動作。該調(diào)制算法下，4路PWM是互相關(guān)聯(lián)，如果已知其中1個橋臂狀態(tài)，就能推出其他3個橋臂狀態(tài)。比如不考慮死區(qū)，左上橋占空比80%，左下橋?yàn)橄喾礌顟B(tài)20%，右上橋與左上橋中心對稱，占空比為100%-80%=20%，右下橋與右上橋互為相反狀態(tài)，其波形示意如圖3所示。

圖1　5級聯(lián)高壓變頻器系統(tǒng)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 High-voltage inverter system cascaded topology

圖2　高壓變頻器功率單元結(jié)構(gòu)Fig.2 Power unit structure

圖3　H橋4橋臂PWM波形示意Fig.3 Sketch map of PWM waveforms of H-bridge four-leg

1.2級聯(lián)型高壓變頻器調(diào)制算法

載波移相調(diào)制算法非常適用于多電平逆變器，不但能夠降低du/dt，還能減少輸出的電壓諧波［4-5］，因此，級聯(lián)型高壓變頻器較多采用該調(diào)制算法。具體而言，可選擇SPWM載波移相調(diào)制CPS-SPWM（carrier phase shifting SPWM）及SAPWM載波移相調(diào)制CPS-SAPWM（carrier phase shifting SAPWM）、SVPWM載波移相調(diào)制（CPS-SVPWM）算法等。以CPS-SPWM為例說明其基本原理。對于由n個H橋功率單元組成的單相級聯(lián)多電平變頻器，所有功率單元都采用SPWM調(diào)制算法，每個功率單元的正弦調(diào)制波都相同，然后對n組三角載波分別進(jìn)行調(diào)制，每組三角載波都具有相同的頻率及幅值，但每組三角載波的相位依次相差固定的相角，從而使每個功率單元輸出的SPWM電壓脈沖也相應(yīng)錯開一定的角度，從而大大增加了等效開關(guān)頻率（因此可以采用較低三角載波頻率進(jìn)行調(diào)制），經(jīng)過電壓的串聯(lián)疊加，變頻器最終輸出電壓的波形是一個具有2n+1個電平的階梯波，而且通過選擇合適的移相角度（如T/（2n）或T/n）還可以更進(jìn)一步降低輸出電壓諧波含量［5］，如圖4所示，為理想情況5級聯(lián)輸出的電壓波形，固定移相角度為T/10（其中T為載波周期）。

圖4　CPS-SPWM輸出的電壓波形Fig.4 The output voltage waveforms of the CPS-SPWM

1.3CPS對電壓重構(gòu)的影響

許多高性能電機(jī)驅(qū)動算法，如DTC控制算法等［6-8］，常用磁鏈轉(zhuǎn)矩觀測器的構(gòu)建模型為

其中輸出電壓的檢測是關(guān)鍵之一，如果直接通過傳感器實(shí)時(shí)檢測輸出電壓，稱之為直接法，但是很多情況下可能沒有使用輸出電壓傳感器，這樣就需要采用間接的方式來重構(gòu)。

針對級聯(lián)型高壓變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，可在直接轉(zhuǎn)矩控制算法輸出的PWM基礎(chǔ)上，加入載波移相調(diào)制算法［6-7］。如將開關(guān)矢量產(chǎn)生驅(qū)動A相功率單元左上橋開關(guān)器件的PWM信號作為原始信號PWM 1；然后分別右移角度δ、2δ、3δ、4δ，對應(yīng)生成PWM2～PWM5，其中可選取δ=T/（2Ns），（Ns為級聯(lián)數(shù)，要求0＜δ＜T/Ns），左上橋PWM移相示意如圖5所示。PWM1～PWM5可以隨機(jī)對應(yīng)A相功率單元1～5的左上橋，當(dāng)每個功率單元左上橋PWM信號確定后，剩下的三路PWM信號也隨之確定。

因此，經(jīng)過載波移相后A相5個功率單元級聯(lián)輸出的電壓效果如圖6所示。可以發(fā)現(xiàn)經(jīng)過移相處理后，周期k中存在部分PWM移入周期k+1中（如PWM3～5），同時(shí)周期k-1中存在部分PWM移入周期k中。由此可見，由于移相調(diào)試，使得當(dāng)前輸出電壓不能直接簡單由PWM的占空比進(jìn)行估算。

圖5　左上橋PWM移相示意Fig.5 PWM phase shift diagram of the upper bridge

圖6　脈寬可調(diào)時(shí)輸出的PWM波形Fig.6 PWM waveforms of pulse width adjustable

2　輸出電壓重構(gòu)方法

2.1DTC調(diào)制電壓重構(gòu)

傳統(tǒng)DTC調(diào)制方式，是整個周期全開或全關(guān)。A、B、C三相功率單元母線電壓之和分別為

式中：Ua、Ub、Uc分別為所有正常工作的A、B、C相單元母線電壓之和（如果出現(xiàn)單元旁路，則被旁路單元母線電壓不計(jì)入其中）；UdcAi、UdcBi、UdcCi分別為對應(yīng)功率單元Ai、Bi、Ci的母線電壓；enAi、enBi、enCi分別為對應(yīng)功率單元工作狀態(tài)，0表示被旁路，1表示正常工作；ccra、ccrb、ccrc分別為A、B、C相占空比。

假設(shè)移相比例為x，T為滿周期，簡化計(jì)算移相部分。移至下一開關(guān)周期的部分可表示為

式中：x為移相部分所占開關(guān)周期的比例，x≤1/（Ns-1）。因此PH最大值為

則第N個開關(guān)周期輸出電壓為

式中：U（N）為第N個開關(guān)周期的輸出電壓；Uccr（N）為第N個開關(guān)周期程序給出PWM開關(guān)指令，如全開為1、全關(guān)為-1（“1”與“-1”的選擇與級聯(lián)的方式有關(guān)，參考“7根據(jù)中性點(diǎn)位置自動調(diào)整開關(guān)矢量）；Udc（N）為第N個開關(guān)周期該相的母線電壓和，如A相母線電壓和：，其中UpuAi表示功率單元Ai的母線電壓。

2.2SVM-DTC調(diào)制電壓重構(gòu)

近些年不少學(xué)者將SVM調(diào)制策略融入到DTC控制中，形成SVM-DTC控制策略，該調(diào)制策略需要脈寬可調(diào)。因此有必要分析研究脈寬可調(diào)情況下的電壓重構(gòu)技術(shù)。

假設(shè)不考慮死區(qū)影響，脈寬通過標(biāo)幺化處理，脈寬0～1，全開為1、全關(guān)為0（“1”與“0”的選擇與級聯(lián)的方式有關(guān)）輸出電壓。首先三相輸出電壓中每一相計(jì)算方法相同。以A相舉例，如圖6，其中ccr1k表示第k個開關(guān)周期，左上橋臂PWM寬度；ccr3k表示第k個開關(guān)周期，右上橋臂PWM寬度；ccr1k-1表示第k-1個開關(guān)周期，左上橋臂PWM寬度；ccr3k-1表示第k-1個開關(guān)周期，右上橋臂PWM寬度。

圖中存在2個輸出電壓概念：①在第k個周期內(nèi)實(shí)際輸出電壓，圖6中虛線矩形框內(nèi)陰影部分，定義為Uok；②在第k個周期軟件確定輸出PWM后，其具體輸出電壓的時(shí)間分布（需要理解在第k個開關(guān)周期輸出PWM經(jīng)過載波移相輸出電壓的結(jié)果），圖6中虛線菱形框內(nèi)陰影部分，定義為Uk。

由圖6可以看出，Uk可能部分處于周期k+1中，故令

式中：Uk1為周期k內(nèi)的電壓；Uk2為由于移相作用而被移到周期k+1內(nèi)的電壓。

因?yàn)閏cr1k、ccr3k均已知，有

式中，Udci為該相上第i個功率單元母線電壓。

為減少計(jì)算，假設(shè)所有功率單元母線電壓相同，即為Udc，則式（6）可簡化為

顯然在第k個周期內(nèi)實(shí)際輸出電壓為

式中，U（k-1）2為第k-1個周期PWM由于移相作用而被移到周期k內(nèi)的電壓部分。

因此關(guān)鍵就是計(jì)算Uk2，U（k-1）2的計(jì)算方法與Uk2相同。計(jì)算得出Uk2、U（k-1）2后，則

因?yàn)檩敵鲇行щ妷菏莄cr1k與ccr3k共同作用的結(jié)果，簡單說就是（ccr1k-ccr3k），為了計(jì)算方便，將ccr1k與ccr3k的作用分別獨(dú)立計(jì)算。令ccr1k因移相作用移到周期k+1內(nèi)對應(yīng)的輸出電壓為Uk2a，ccr3k因移相作用移到周期k+1內(nèi)對應(yīng)的輸出電壓為Uk2b，則

假定移相調(diào)制中，則有

式中：T為開關(guān)周期；ps為移相時(shí)間。進(jìn)行標(biāo)幺化處理，將T設(shè)定為1，則ps表示周期的百分比。

分兩種情況討論并分別計(jì)算Uk2a、Uk2b。

（1）ccr1k＞50%

獨(dú)立分析ccr1k，即可得出Uk2a為

其中，m作為對式（18）條件的抽象，可以理解為移相編號（編號0表示沒有移相，編號1表示移相ps，編號2表示移相2ps，依此類推，編號m表示移相mps，因此m最大值為Ns-1，對于五級聯(lián)高壓變頻器來說m最大為4。

獨(dú)立分析ccr3k，即可得出Uk2b為

（2）ccr1＜50%，即ccr3＞50%

采用相同分析方法，獨(dú)立分析ccr1k，即可得出Uk2a為

獨(dú)立分析ccr3k，即可得出Uk2b為

其中，s與m同理作為對上述公式條件的抽象，可以按照與m相同的意思進(jìn)行理解。

可以發(fā)現(xiàn)，Uk2a和Uk2b的表達(dá)式在ccr1k＞50%情況下與ccr1k＜50%情況下完全一樣，因此可以將兩種情況合二為一。但是需要注意：ccr1k＞50%情況下，Uk2a＞Uk2b，即Uk2＞0；而ccr1k＜50%情況下，Uk2a＜Uk2b，即Uk2＜0。

3　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證第2.2節(jié)方法的有效性，采用公司現(xiàn)有的實(shí)驗(yàn)平臺，如圖7所示。其中，高壓變頻器實(shí)驗(yàn)用機(jī)為新時(shí)達(dá)AS800 800 kW高壓變頻器，其主要包括移相變壓器柜、控制柜和逆變器柜，可支持標(biāo)量控制和矢量控制。為驗(yàn)證輸出電壓的重構(gòu)效果，該高壓變頻器系統(tǒng)加上硬件電壓檢測電路（該檢測電路帶寬為10 kHz），模擬量輸出接口可以同時(shí)實(shí)時(shí)輸出硬件檢測的輸出電壓以及重構(gòu)的輸出電壓。560 kW高壓異步電機(jī)實(shí)驗(yàn)平臺如圖8所示，其中，電機(jī)1作為被試電機(jī)（電機(jī)2是對拖負(fù)載電機(jī)，本實(shí)驗(yàn)中不用）。

圖7　新時(shí)達(dá)AS800高壓變頻器Fig.7 High voltage inverter of STEP AS800

圖8　電機(jī)測試平臺Fig.8 Experimental test platform of moter

實(shí)驗(yàn)測試波形如圖9～圖12所示。圖中上半部分為下方橢圓內(nèi)的放大圖形。圖中下半部分虛線左邊表示不考慮移相移相影響，直接重構(gòu)出的輸出電壓波形；虛線右邊表示考慮移相影響，采用式（18）～式（25）重構(gòu)出的電壓。

圖9　50Hz CPS-SPWM輸出電壓重構(gòu)效果對比Fig.9 Effect comparison of CPS-SPWM output voltage at 50 Hz

圖10　50Hz CPS-SVPWM輸出電壓重構(gòu)效果對比Fig.10 Effect comparison of CPS-SVPWM output voltage at 50 Hz

圖11　25 Hz CPS-SPWM輸出電壓重構(gòu)效果對比Fig.11 Effect comparison of CPS-SPWM output voltage at 25 Hz

圖12　25 Hz CPS-SVPWM輸出電壓重構(gòu)效果對比Fig.12 Effect comparison of CPS-SVPWM output voltage at 25 Hz

通過圖9～圖12實(shí)驗(yàn)對比，可得如下結(jié)論：

（1）不考慮移相影響直接重構(gòu)出的輸出電壓要超前于實(shí)際輸出電壓約0.33 ms；

（2）采用本文提出的重構(gòu)算法重構(gòu)出的輸出電壓與實(shí)際電壓基本重疊，可以認(rèn)為延時(shí)小于0.1 ms，且在高頻時(shí)也有很好的重構(gòu)效果；

（3）本文提出的重構(gòu)算法分別在SPWM、SVPWM兩種載波移相調(diào)制算法下的實(shí)驗(yàn)結(jié)果相似，可以認(rèn)為不受調(diào)制算法影響；

（4）輸出頻率越高時(shí)，不加補(bǔ)償重構(gòu)電壓的誤差就越明顯。

依據(jù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，可以推算出大致相位差。50 Hz時(shí)，不考慮移相影響直接重構(gòu)出的電壓超前大致0.33 ms，則超前角度：ε=360°×（1/3）/20=6°，對三角函數(shù)運(yùn)算（諸如功率因素計(jì)算等）的影響為0.55%～10.45%。25 Hz時(shí)，不考慮移相影響直接重構(gòu)出的電壓超前大致0.33 ms，則超前角度：ε=360°×（1/3）/ 40=3°，則對三角函數(shù)運(yùn)算（諸如功率因素計(jì)算等）的影響為0.28%～5.28%。由此可見移相調(diào)制在某些情況下，對控制還是有較大影響。

4　結(jié)語

由于級聯(lián)型高壓變頻器傳統(tǒng)的標(biāo)量控制技術(shù)已經(jīng)越來越多的無法滿足現(xiàn)場需求，越來越多的學(xué)者及工程技術(shù)人員開始研究在該拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)矩響應(yīng)性能更快、控制性能更高的矢量控制或直接轉(zhuǎn)矩控制，在這樣的背景下，本文就高壓變頻器的輸出電壓重構(gòu)展開研究，分析出級聯(lián)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)下移相調(diào)制算法對輸出電壓的影響，分別探討傳統(tǒng)DTC與SVM-DTC控制的輸出電壓重構(gòu)，并在小樣機(jī)上針對CPS-SPWM與CPS-SVPWM調(diào)試算法在不同頻率下進(jìn)行驗(yàn)證。實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了重構(gòu)算法可以適用于不同的移相調(diào)制算法，且重構(gòu)電壓與硬件直接檢測的電壓的效果相近，明顯提升了傳統(tǒng)觀測的精度，進(jìn)而提升可提升磁鏈觀測、功率因素計(jì)算的角度，也為高性能矢量控制以及直接轉(zhuǎn)矩控制的后續(xù)研究工作提供幫助。

致謝：本文中實(shí)驗(yàn)方案的制定和實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)的測量記錄工作是在上海新時(shí)達(dá)電氣股份有限公司金辛海、宋吉波、張震宇、吳蕓等工作人員的大力支持下完成的，在此向他（她）們表示衷心的感謝。

［1］北京中訊國際信息咨詢中心.2009-2012年中國高壓變頻器行業(yè)市場分析研究及預(yù)測報(bào)告［R］.2013. BeijingZhongxunInternationalInformationConsulting Center.2009-2012 Chinese high voltage inverter market analysis and forecast report［R］.2013（in Chinese）.

［2］上海辛格林納新時(shí)達(dá)電機(jī)有限公司.新時(shí)達(dá)AS800 V系列高壓變頻器說明書［M］.2010：10-12.

［3］上海辛格林納新時(shí)達(dá)電機(jī)有限公司.新時(shí)達(dá)AS800 E系列高壓變頻器說明書［M］.2012：31-35.

［4］劉鳳君.多電平逆變技術(shù)及其應(yīng)用［M］.北京：機(jī)械工業(yè)出版社，2007.

［5］李彬彬，周少澤，徐殿國.模塊化多電平變換器與級聯(lián)H橋變換器在中高壓變頻器應(yīng)用中的對比研究［J］.電源學(xué)報(bào)，2015，13（6）：9-17. Li Binbin，Zhou Shaoze，Xu Dianguo.Comparative study about application of modular multilevel converter and cascaded h-bridge in medium-high voltage converter［J］. Journal of Power Supply，2015，13（6）：9-17（in Chinese）.

［6］Depenbrock M.Direct self-contro（DSC）of inverter-fed induction machine［J］.IEEE Transactions on Industrial Elec

Study and Implementation of Output Voltage Observer for Cascaded High Voltage Inverter

HU Zhitao1，LI Xinghe2
（1.Shanghai STEP Electric Co.，Ltd.，Shanghai 201802，China；2.Shanghai Sigriner STEP Electric Co.，Ltd.，Shanghai 201802，China）

Firstly，the system topology of cascaded high voltage inverter（CAS-HVI）is introduced in this paper. Secondly，according to the topological structure of the cascade and combined with carrier phase shifting algorithm debugging，the output voltage observation requirements on high voltage inverter system HVI-DTC has been drawn based on direct torque control.Then，the impact on heavy carrier shift relative to the output voltage observation respectively is analyzed，and the traditional DTC and SVM-DTC control of output voltage observation research is studied.Finally，the observation algorithm achieves in the prototype and the observation effect and the necessity is validated.

cascade-type high-voltage inverter；carrier phase shifting；direct torque control；voltage observation

胡志濤

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.5.137

TM 464

A

胡志濤（1974-），男，通信作者，碩士，主要從事電梯控制技術(shù)、電力電子技術(shù)、機(jī)器人智能控制相關(guān)領(lǐng)域的研究與管理工作，E-mail：huzt@stepelevator.com。

李興鶴（1981-）男，碩士，高級工程師，研究方向：自動控制技術(shù)、電力電子技術(shù)、嵌入式技術(shù)，E-mail：lixinghe_learn@ 126.com。

2015-12-01

國家科技支撐計(jì)劃資助項(xiàng)目（2014BAF08B05）

Project Supported by National Science and Technology Support Plan（2014BAF08B05）