孫前剛，沙亮，劉剛

（中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所，揚(yáng)州225001）

基于NCP1605G的大功率LED驅(qū)動(dòng)電源的PFC電路設(shè)計(jì)

孫前剛，沙亮，劉剛

（中國(guó)船舶重工集團(tuán)公司第七二三研究所，揚(yáng)州225001）

為了控制諧波對(duì)電網(wǎng)的污染，大功率LED驅(qū)動(dòng)電源中有必要增加PFC模塊。采用有源PFC工作原理實(shí)現(xiàn)了一種升壓型變換器模塊，并將功率因數(shù)控制器NCP1605G應(yīng)用于一款大功率LED驅(qū)動(dòng)電源的PFC級(jí)電路設(shè)計(jì)中。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明該變換器的輸出電壓穩(wěn)定度高，功率因數(shù)達(dá)到0.9以上。

大功率；LED驅(qū)動(dòng)電源；功率因數(shù)校正；NCP1605G

引言

大功率LED驅(qū)動(dòng)電源是指主要用于LED路燈、隧道燈、地鐵（輕軌）燈等戶外大功率LED照明設(shè)備的驅(qū)動(dòng)電源，屬于開關(guān)電源的一種，其功能是把交流市電轉(zhuǎn)換成直流電，同時(shí)完成與大功率LED電壓和電流的匹配［1-2］。在開關(guān)電源的交流輸入端，由二極管和大容量的電解電容組成的整流濾波電路被普遍使用。由于電路的非線性，這類電源的輸入電流與電壓并不是同相的正弦波，包含了大量的奇次諧波，導(dǎo)致功率因數(shù)較低。因此有必要對(duì)這類電源的輸入電流波形進(jìn)行整形，校正其功率因數(shù)。

兩級(jí)式有源PFC變換器是比較成熟的功率因數(shù)校正方式，該方式的功率因數(shù)校正PFC（power factor correction）電路對(duì)諧波的處理很好，可以達(dá)到0.99以上的高功率因數(shù)，具有獨(dú)立的PFC（power factor correction）級(jí)和DC-DC主功率級(jí)，前級(jí)功率因數(shù)校正PFC可以實(shí)現(xiàn)對(duì)DC-DC功率級(jí)的輸入直流電壓預(yù)調(diào)節(jié)，輸出電壓比較精確，帶載能力較強(qiáng)，效率高，適用于功率較高的場(chǎng)合。目前100 W以上的LED路燈驅(qū)動(dòng)電源多采用兩級(jí)PFC變換器。

1　PFC電路工作原理

升壓式Boost拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)控制方式簡(jiǎn)單，功率因數(shù)較高，諧波失真較小，轉(zhuǎn)換效率較高；輸出電壓較高，輸出電容相對(duì)較小，易于電磁干擾EMI（electromagnetic interference）濾波。一般兩級(jí)結(jié)構(gòu)的驅(qū)動(dòng)電源功率因數(shù)校正電路通常采用這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［3］。

Boost型功率因數(shù)校正電路按照電流波形可以分為：連續(xù)導(dǎo)通模式CCM（continuous conduction mode）、臨界導(dǎo)通模式CRM（critical conduction mode）和斷續(xù)導(dǎo)通模式DCM（discontinuous conduction mode）。3種工作模式的優(yōu)缺點(diǎn)比較如表1所示［4］。

表1　boost電路3種工作模式的比較Tab.1 Comparison between three operating modes of BOOST circuit

由于臨界導(dǎo)通模式具有高功率因數(shù)、功率開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電流導(dǎo)通、功率二極管的損耗很小和控制電路簡(jiǎn)單等優(yōu)點(diǎn)。臨界導(dǎo)電模式的boost PFC電路為中小功率，尤其為高功率密度電源提供一種簡(jiǎn)便、有效的方法。本文研究的驅(qū)動(dòng)電源輸出功率為240 W，boost PFC電路的工作模式選擇CRM。

PFC控制電路可以分為2類：第1類為頻率固定的平均電流模式，此類控制電路需要IC控制芯片（如ST的L4981），控制電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜，一般用于250 W以上的CCM或DCM的電路；第2類為導(dǎo)通時(shí)間固定、頻率可變的臨界模式CRM，此類電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，但峰值電流較大，一般用于250 W以下的場(chǎng)合。本文研究240 W的功率輸出，考慮到這兩種控制方式的優(yōu)缺點(diǎn)，boost PFC控制電路的工作模式選取CRM，該模式外圍電路比較簡(jiǎn)單，雖然峰值電流比連續(xù)模式下要高，但一般的器件都可滿足在低功率下的應(yīng)力要求；控制芯片選擇安森美半導(dǎo)體的NCP1605G。

PFC變換器電路如圖1所示，圖中BR為整流橋，交流正弦電壓Uin經(jīng)過(guò)整流后為U1（ωt）?？刂骗h(huán)由升壓電感L、功率開關(guān)管Q、輸出整流管VD、濾波電容C和控制電路構(gòu)成。圖2為臨界導(dǎo)通模式下一個(gè)開關(guān)周期中boost變換器的主要波形。

圖1　PFC變換器電路Fig.1 PFC converter circuit

圖2　臨界導(dǎo)通模式下一個(gè)開關(guān)周期中boost變換器的主要波形Fig.2 Main waveforms of boost converter in one switching cycle under CRM

臨界導(dǎo)通模式下boost電路的工作過(guò)程分兩種。

①當(dāng)開關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí)，二極管VD反向阻斷，輸出電容C給負(fù)載提供能量，如圖3所示。交流電壓經(jīng)過(guò)整流后加在升壓電感L兩端，電感電流線性上升，在t1時(shí)刻達(dá)到最大值ILpeak（t），則有

式中：ILpeak（t）為電感峰值電流；ton為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間。

圖3　開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)電路示意Fig.3 Schematic diagram when MOSFET is on

②當(dāng)開關(guān)管Q關(guān)斷時(shí)，在L上產(chǎn)生反向的電動(dòng)勢(shì)與vg（t）疊加后達(dá)到升壓目的，使得二極管VD導(dǎo)通，升壓電感L上存儲(chǔ)的電能通過(guò)升壓二極管VD給負(fù)載供電，并對(duì)輸出電容C進(jìn)行充電如圖4所示。在開關(guān)管關(guān)斷期間，升壓電感上的壓降為vg（t）-Uo，電流從最大值ILpeak減小到0，電感電流的瞬時(shí)值為IL（off），PFC輸出電壓為Uo，此時(shí)有

圖4　開關(guān)管關(guān)斷時(shí)電路示意Fig.4 Schematic diagram when MOSFET is off

由式（1）得

因?yàn)殚_關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間恒定，即ton為定值，所以每個(gè)開關(guān)周期中電感峰值電流iLpeak（t）與輸入經(jīng)整流后的電壓vg（t）成正比。恒定導(dǎo)通時(shí)間內(nèi)電感電流波形如圖5所示。則電感電流平均值iLavg（t）為

因此電感電流與vg（t）成正比，即意味著輸入電流與輸入電壓同步，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。

圖5　恒定導(dǎo)通時(shí)間下電感電流波形Fig.5Waveform of inductor current under constant conduction time

2　PFC電路參數(shù)設(shè)計(jì)

本文基于安森美半導(dǎo)體的NCP1605G芯片，采用有源PFC工作原理實(shí)現(xiàn)了升壓型boost變換器。NCP1605是增強(qiáng)型高壓、高能效待機(jī)模式功率因數(shù)控制器，能夠工作在固定頻率DCM或CRM。這器件整合了構(gòu)建功能強(qiáng)大的PFC段所需的全部特性。NCP1605作為PFC主控端工作，以確保電源的第二段僅在安全條件下啟動(dòng)。此外，還集成跳周期功能，將待機(jī)損耗降到最低。

2.1PFC電路設(shè)計(jì)參數(shù)

根據(jù)驅(qū)動(dòng)電源整體設(shè)計(jì)參數(shù)要求，確定了PFC電路的輸入輸出參數(shù)規(guī)格，如表2所示。

表2　臨界導(dǎo)通模式PFC輸入輸出參數(shù)規(guī)格Tab.2 Input and output specifications of PFC under CRM

2.2升壓電感的選擇

升壓電感決定于輸出功率和最低開關(guān)頻率。最小開關(guān)頻率需要高于最大音頻噪聲帶寬20 kHz。最小頻率接近20 kHz可以降低開關(guān)損耗，其代價(jià)是增大了電感和線路濾波器的尺寸。最小頻率過(guò)高會(huì)增大開關(guān)損耗，使系統(tǒng)對(duì)噪聲產(chǎn)生響應(yīng)［5］。

在一個(gè)工作周期內(nèi)開關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間ton和關(guān)斷時(shí)間toff分別為

式中：θ為電感電流相位角；ILpk為電感峰值電流；VAC為輸入交流電壓有效值。由式（5）可知開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間與電感電流相位無(wú)關(guān)，聯(lián)立式（5）與式（6），可以得到開關(guān)管工作周期為

由式（8）可知，一個(gè)工作周期內(nèi)，當(dāng)sin θ=0時(shí)，開關(guān)頻率最小；當(dāng)sin θ=1時(shí)，開關(guān)頻率最大。當(dāng)PFC輸出電壓大于405 V時(shí)，最小開關(guān)頻率出現(xiàn)在最小輸入電壓處。采用最小開關(guān)頻率設(shè)計(jì)電感是為了避免出現(xiàn)開關(guān)噪聲，本文將最小開關(guān)頻率設(shè)置為50 kHz。

升壓電感計(jì)算公式為

則當(dāng)輸入電壓為90 V時(shí)，升壓電感為221 μH，實(shí)際選擇升壓電感為240 μH。

2.3主開關(guān)管的選擇

開關(guān)管主要考慮的參數(shù)有：漏源極導(dǎo)通電阻RDS（on）和耐壓VDS。開關(guān)管的耐壓VDS要大于開關(guān)管漏源極的反向電壓，且一般要留有20%的電壓裕量，因此有

流過(guò)升壓電感的峰值電流為

流過(guò)開關(guān)管的均方根電流為

開關(guān)管的電流一般選擇為均方根電流的3倍，因此有

本文選擇MOS管型號(hào)為FMH20N60S1，其主要技術(shù)參數(shù)為：VDS=600 V，IMOS=20 A，RDS＜0.19 Ω，滿足設(shè)計(jì)要求。

2.4輸出電容的選擇

PFC輸出電壓含有輸入交流2倍頻率的電壓紋波。輸出電容的主要作用是在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)向負(fù)載供電，以及抑制輸出電壓的紋波。

在開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，選取輸出電容Cout時(shí)首先要考慮輸出電容向負(fù)載供電的保持時(shí)間，其次要考慮輸出電壓紋波要求。這里設(shè)定保持時(shí)間為20 ms，電壓紋波15 V。PFC的輸出電壓波形含有100 Hz電壓紋波，則電壓紋波ΔVout與輸出電容Cout的關(guān)系為

式中：f為輸入交流電的頻率；ESR為電容等效串聯(lián)電阻。選用低ESR、大容量的電容對(duì)降低紋波有利。當(dāng)ESR較小時(shí)，計(jì)算過(guò)程中可以忽略ESR的影響。為滿足設(shè)計(jì)紋波的需要，輸出電容Cout應(yīng)當(dāng)滿足

鑒于線路掉電一個(gè)周期（20 ms）內(nèi)，允許的最小輸出電壓為320 V，則電容取值應(yīng)為

考慮到電路的安全性，選擇輸出電容為150 μF/450 V的鋁電解電容。

2.5升壓二極管的選擇

升壓二極管必須采用反向恢復(fù)快的二極管。二極管反向電壓必須大于PFC最大反向輸出電壓，考慮到安全性，選擇耐壓為600 V的快速恢復(fù)二極管。二極允許通過(guò)的電流應(yīng)該大于輸出電流值峰值，考慮到安全性，在設(shè)計(jì)中應(yīng)大于0.55 A，本文選擇BYT79X-600（600 V，15 A）二極管。其導(dǎo)通電壓Vth=1.2 V，反向恢復(fù)時(shí)間trr≤15 ns。

3　控制電路設(shè)計(jì)

3.1輸出電壓反饋和過(guò)壓功能的計(jì)算

由于反饋引腳和過(guò)壓引腳的參考電壓相同，所以可采用如圖6所示的單支路反饋方式，通過(guò)調(diào)節(jié)Rout2和Rout3的阻值比例設(shè)定過(guò)壓閾值。過(guò)壓閾值的計(jì)算公式為

圖6　單支路反饋方式應(yīng)用電路Fig.6 Circuit of single branch feedback

設(shè)定VOVP=103%×Vout，考慮到功率等因數(shù)，選擇Rout3=1 kΩ，則Rout2=34 kΩ，Rout1=6 MΩ，Rout1采用3個(gè)2 MΩ電阻串聯(lián)，實(shí)際功耗0.32 W。

3.2電流取樣網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)

圖7為NCP1605G芯片的電流取樣模塊的功能示意，在主回路中對(duì)地接入電流取樣電阻RSENSE，可知CSin引腳的電壓與電感電流成正比，芯片中集成了一個(gè)運(yùn)放以吸收電感電流，從而使得CSin引腳電壓為0，在RSENSE電阻與CSin引腳間串入電阻Rocp，可得流入CSin引腳的電流為

圖7　NCP1605G芯片的電流取樣模塊的框圖Fig.7 Block diagram current sense model ofCP1605G

因此CSin引腳的電流與電感電流成正比，即

Ipin5的最大值為250 μA，則

考慮到功耗和噪聲抑制等因數(shù)，選擇RSENSE= 0.05 Ω，ROCP=2.1 kΩ。

4　實(shí)驗(yàn)結(jié)果

按照上述設(shè)計(jì)的電路參數(shù)，完成了樣機(jī)的制作，并進(jìn)行了性能測(cè)試，該樣機(jī)電源實(shí)現(xiàn)了PFC功能，并可輸出428 V的額定直流電壓。

輸入為220 VAC、滿載時(shí)，驅(qū)動(dòng)引腳電壓波形和電感電流波形如圖8所示。由圖可見，當(dāng)驅(qū)動(dòng)引腳為高電平時(shí)，MOSFET導(dǎo)通，電感電流線性上升；當(dāng)驅(qū)動(dòng)引腳為低電平時(shí)，MOSFET關(guān)斷，電感電流線性下降。

圖8　滿載時(shí)驅(qū)動(dòng)引腳電壓和電感電流波形Fig.8 Driver pin voltage and inductor current waveforms at full load

圖9為輸入為220 V，滿載時(shí)APFC輸出電壓波形。由圖可見電壓平均值為428 V，電壓波形上疊加了100 Hz的紋波，紋波峰峰值為14.6 V，符合設(shè)計(jì)要求。

圖9　APFC輸出電壓波形Fig.9 Output voltage waveform of APFC

圖10為樣機(jī)電源輸入電壓為220 V時(shí)，APFC電路的輸入電壓和輸入電流波形。由圖可見，輸入電流和輸入電壓的相位一致，測(cè)得功率因數(shù)達(dá)到0.97，總諧波畸變率為11.4%?？梢姽β室驍?shù)校正的效果較好，符合設(shè)計(jì)要求。

圖10　APFC輸入電壓和輸入電流波形Fig.10 Input voltage and current waveforms of APFC

5　結(jié)語(yǔ)

本文將NCP1605G功率因數(shù)校正控制器應(yīng)用于大功率LED驅(qū)動(dòng)電源設(shè)計(jì)中，有效改善了電路的功率因數(shù)，提高了系統(tǒng)效率。該芯片外圍電路較少，工作可靠，極大地減少了設(shè)計(jì)周期，為中功率及以上開關(guān)電源的快速、可靠設(shè)計(jì)提供了可能。

［1］劉勝利.最新LED照明電源與制作開關(guān)電源［M］.北京：科學(xué)出版社，2011.

［2］毛興武，毛涵月，王佳寧，等.LED照明驅(qū)動(dòng)電源與燈具設(shè)計(jì)［M］.北京：人民郵電出版社，2011.

［3］白彪.大功率LED驅(qū)動(dòng)電源的研制［D］.西安：西安電子科技大學(xué)，2014. Bai Biao.Research on the High Power LED Drive［D］. Xi'an：Xidian University，2014（in Chinese）.

［4］李宗杰.路燈用LED驅(qū)動(dòng)電源的研究和設(shè)計(jì)［D］.大連：大連理工大學(xué)，2011. Li Zongjie.Research and design of LED road lamp driver［D］.Dalian：Dalian University of Technology，2011（in Chinese）.

［5］駱康成.大功率LED驅(qū)動(dòng)研究［D］.杭州：浙江大學(xué)，2013. Luo Kangcheng.The Research of High Power LED Driver［D］.Hangzhou：Zhejiang University，2013（in Chinese）.

Design of PFC Circuit for High-power LED Driver Based on NCP1605G

SUN Qiangang，SHA Liang，LIU Gang
（723rdResearch Institute，China Shipbuilding Industry Corporation，Yangzhou 225001，China）

In order to control the pollution of harmonic wave to power grid，it is necessary to add power factor correction（PFC）module to high-power LED driver.A boost converter module is implemented on the basis of active power factor principle.The PFC circuit for high-power LED driver based on NCP1605G is designed in the paper.The results prove that the converter can work with high output voltage stability and the power factor can reach over 0.9.

high-power；LED driver；power factor correction（PFC）；NCP1605G

孫前剛

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.5.76

TM 46

A

孫前剛（1989-），男，通信作者，碩士，工程師，研究方向：高頻開關(guān)電源，E-mail：15050724453@126.com。

沙亮（1973-），男，本科，高級(jí)工程師，研究方向：高頻開關(guān)電源，E-mail：shaliang@haibowei.com.cn。

劉剛（1973-），男，碩士，工程師，研究方向：高頻開關(guān)電源，E-mail：liugang@haibowei.com.cn。

2016-01-23