朱凱暉, 位寅生, 許榮慶, 毛智能

(哈爾濱工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院, 黑龍江 哈爾濱 150001)

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MIMO同頻正交信號(hào)的構(gòu)造及處理

朱凱暉, 位寅生, 許榮慶, 毛智能

(哈爾濱工業(yè)大學(xué)電子與信息工程學(xué)院, 黑龍江 哈爾濱 150001)

同頻正交波形即正交編碼分集波形(orthogonal code division waveform , OCDW)由于各子陣發(fā)射載頻相同,相對(duì)于正交頻率分集波形(orthogonal frequency division waveform, OFDW)更適用于多輸入多輸出(multiple-input multiple-output, MIMO)雷達(dá)。而現(xiàn)有的同頻正交序列的相關(guān)性能很差。為此,提出了一種同頻正交相位編碼信號(hào)的構(gòu)造方法,通過使序列的互相關(guān)函數(shù)在單位元上周期性等間隔分布實(shí)現(xiàn)序列正交。進(jìn)一步地,研究了多普勒頻率對(duì)信號(hào)正交性的影響,分析了通道模糊現(xiàn)象和無模糊測(cè)速范圍變窄現(xiàn)象,并根據(jù)回波特性給出了多普勒補(bǔ)償以及距離多普勒(range-Doppler,RD)譜映射處理方法,以消除多普勒因素對(duì)處理結(jié)果的影響。仿真實(shí)驗(yàn)表明,該信號(hào)具有良好的正交性,給出的處理方法可消除多普勒對(duì)處理結(jié)果的影響。

多輸入多輸出雷達(dá); 正交編碼; 多普勒補(bǔ)償; 距離多普勒譜映射

0　引　言

當(dāng)前,多輸入多輸出(multiple-input multiple-output,MIMO)雷達(dá)有分布式和集中式兩種結(jié)構(gòu)。分布式MIMO雷達(dá)利用空間分集增益提高雷達(dá)的目標(biāo)檢測(cè)性能[1-2],集中式MIMO雷達(dá)利用等效發(fā)射波束形成可以有效降低回波中的雜波能量,從而提高雷達(dá)工作性能[3]。這兩種結(jié)構(gòu)的雷達(dá)都是基于發(fā)射正交波形工作的,而MIMO信號(hào)的正交特性對(duì)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍影響很大。因而,尋找相關(guān)特性良好的正交信號(hào)是MIMO雷達(dá)研究中的關(guān)鍵任務(wù)[4]。

MIMO雷達(dá)通常采用頻率分集或者波形分集來實(shí)現(xiàn)正交發(fā)射[5],常見頻率分集信號(hào)為正交頻分線性調(diào)頻信號(hào)[6],波形分集通常采用m序列等相位編碼信號(hào)。對(duì)于兩種MIMO雷達(dá)結(jié)構(gòu),頻率分集策略都存在一些問題。集中式MIMO雷達(dá)進(jìn)行等效發(fā)射波束形成時(shí),需要利用不同通道間的相位信息。若采用頻率分集,各子陣發(fā)射信號(hào)的載頻不同,通道間載頻不相參,難以提取通道間的相位關(guān)系。同時(shí),在某些特殊應(yīng)用背景下帶寬不足,難以適應(yīng)多個(gè)子帶。例如，天波MIMO雷達(dá)由于電離層擾動(dòng)等原因,傳輸信道帶寬很窄,而且同時(shí)選擇多個(gè)載頻比較困難,同時(shí),不同載頻的傳播路徑也可能相差很多?；谶@些背景,需要尋找正交特性良好的同頻正交信號(hào)。

常用的同頻正交信號(hào)尋找方法包括一定準(zhǔn)則下優(yōu)化生成目標(biāo)序列[7-9]或直接設(shè)計(jì)相位特性得到正交相位編碼序列。根據(jù)Welch界理論[10],相位編碼信號(hào)的互相關(guān)峰值和自相關(guān)旁瓣的最大值存在理論下限,即不可能通過優(yōu)化的方法,將互相關(guān)峰值和自相關(guān)旁瓣同時(shí)降至低于Welch界。

典型的同頻正交信號(hào)為m序列。m序列是準(zhǔn)正交的二相編碼序列,具有很好的自相關(guān)特性。但其互相關(guān)特性不理想[11],通道間干擾較大[12],能提供的系統(tǒng)動(dòng)態(tài)范圍較低。而目前通過優(yōu)化算法尋找到的互相關(guān)電平仍然不理想,僅能達(dá)到-40 dB左右。

本文提出一種同頻正交相位編碼序列的構(gòu)造方法,可使互相關(guān)函數(shù)恒為零,實(shí)現(xiàn)序列集內(nèi)各成員完全正交。該方法通過互相關(guān)時(shí),相位矢量周期性對(duì)消的方式實(shí)現(xiàn)正交化。進(jìn)一步地,本文研究了多普勒頻率對(duì)信號(hào)正交性的影響,分析了通道模糊現(xiàn)象和無模糊測(cè)速范圍變窄現(xiàn)象,并根據(jù)回波特性對(duì)信號(hào)處理過程進(jìn)行優(yōu)化,給出了多普勒補(bǔ)償和距離多普勒(range-Doppler,RD)譜映射兩種信號(hào)處理方法,以消除多普勒因素對(duì)處理結(jié)果的影響。最后通過仿真驗(yàn)證對(duì)正交特性進(jìn)行驗(yàn)證,并對(duì)多普勒補(bǔ)償RD譜映的處理效果進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

本文在第1節(jié)論述了同頻正交相位編碼序列的構(gòu)造方法以及正交性的證明;第2節(jié)研究了多普勒對(duì)回波特性的影響,并給出了回波表達(dá)式;第3節(jié)基于回波表達(dá)式對(duì)信號(hào)處理方案進(jìn)行優(yōu)化;第4節(jié)通過仿真對(duì)序列的構(gòu)造以及處理方法進(jìn)行驗(yàn)證。

1　MIMO同頻正交序列的構(gòu)造方法

1.1同頻正交序列的構(gòu)造過程

圖1　正交相位編碼構(gòu)造示意圖Fig.1　Diagram of coding orthogonal phase-code

根據(jù)上述方案構(gòu)造正交序列集S,S中成員的代數(shù)表達(dá)式如式(1) 所示。

(1)

由于對(duì)初始序列 進(jìn)行了周期重復(fù),因而必然會(huì)導(dǎo)致自相關(guān)函數(shù)模糊峰的產(chǎn)生,在下一節(jié)會(huì)對(duì)該現(xiàn)象進(jìn)一步說明。

1.2同頻正交序列的相關(guān)特性

根據(jù)式(1)可以得到同頻正交序列集S中成員的周期互相關(guān)函數(shù)為

記

則有

當(dāng)p≠q時(shí),顯然以下表達(dá)式成立

因此有

(2)

特別地,當(dāng)p=q時(shí),得到自相關(guān)函數(shù)

記φ(n)的周期自相關(guān)函數(shù)為Rφ(m),則

對(duì)Rpp(m) 取?？傻?/p>

可見,無論初始序列φ(n) 的特性如何,所構(gòu)造的L路相位編碼序列完全正交,即互相關(guān)旁瓣為零。并且序列的周期自相關(guān)函數(shù)Rpp(m) 的幅度譜是完全一致,只是在相位譜上附加了一個(gè)線性相位因子。而Rpp(m) 為Rφ(m) 周期重復(fù)后疊加一線性相位。

由上可知,集合S中各成員之間完全正交,S為同頻正交序列集。S中各成員的自相關(guān)函數(shù)特性依賴于初始序列φ(n)的自相關(guān)特性,并且自相關(guān)函數(shù)存在周期模糊現(xiàn)象,模糊峰個(gè)數(shù)為L。當(dāng)使用自相關(guān)旁瓣性能理想的信號(hào)進(jìn)行序列構(gòu)造(例如P4碼),可以使無模糊測(cè)距范圍內(nèi),自相關(guān)旁瓣也為零。

2　多普勒對(duì)回波正交性的影響

2.1多普勒對(duì)正交性的影響

根據(jù)第1節(jié)信號(hào)模型可知,回波的信號(hào)模型為

僅考慮多普勒的影響,有

當(dāng)對(duì)該回波信號(hào)進(jìn)行相關(guān)處理時(shí),得到的輸出如下:

2.2多普勒補(bǔ)償方法

因此,在所構(gòu)造的MIMO正交相位編碼信號(hào)處理時(shí),需加入多普勒補(bǔ)償模塊,以消除多普勒相位對(duì)匹配處理的影響。對(duì)應(yīng)的處理過程如圖2所示。

圖2　MIMO雷達(dá)正交相位編碼回波處理流程Fig.2　Processing flow of orthogonal phase-code echo in MIMO radar

首先，對(duì)回波數(shù)據(jù)按信號(hào)周期截取,形成一個(gè)二維的數(shù)據(jù)矩陣,直接對(duì)慢時(shí)間做快速傅里葉變換映射到多普勒域,以實(shí)現(xiàn)多普勒處理,如圖3所示,圖中陰影區(qū)域?yàn)槁龝r(shí)間數(shù)據(jù)向量經(jīng)傅里葉變換映射為多普勒數(shù)據(jù)向量。然后按多普勒門對(duì)快時(shí)間相位進(jìn)行多普勒相位補(bǔ)償,如圖4所示,圖中陰影區(qū)域?yàn)檠a(bǔ)償前后的快時(shí)間數(shù)據(jù)向量。相位補(bǔ)償因子見式(3)。最后將補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)矩陣按通道對(duì)快時(shí)間進(jìn)行相關(guān)處理。

圖3　多普勒處理示意圖Fig.3　Diagram of Doppler processing

圖4　多普勒補(bǔ)償處理示意圖Fig.4　Diagram of Doppler compensate processing

(3)

式中,fd為當(dāng)前多普勒門的多普勒頻率。

3　無模糊測(cè)速范圍分析及通道模糊

在進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)時(shí)發(fā)現(xiàn),構(gòu)造的同頻正交信號(hào)由于信號(hào)周期變長,無模糊測(cè)速范圍變小。同時(shí)由于信號(hào)的構(gòu)造特性,回波多普勒頻率有時(shí)會(huì)導(dǎo)致通道模糊現(xiàn)象發(fā)生。這兩種現(xiàn)象會(huì)對(duì)后續(xù)信號(hào)處理產(chǎn)生影響。

3.1無模糊測(cè)速范圍分析以及通道模糊現(xiàn)象

假設(shè)初始序列φ(n),調(diào)制周期為T,那么可以得到無模糊測(cè)距范圍Rmax=T·c/2,無模糊多普勒測(cè)量范圍fdmax=1/(2T)。根據(jù)第1節(jié)可知,信號(hào)存在模糊峰。若使當(dāng)前正交集信號(hào)的Rmax與初始序列相同,那么正交集內(nèi)信號(hào)的調(diào)制周期變?yōu)長T,L為同頻正交序列集S內(nèi)成員個(gè)數(shù)。從而,慢時(shí)間采樣間隔變?yōu)長T,序列的無模糊多普勒測(cè)量范圍降低為fdmax=1/(2LT)，即可以通過犧牲無模糊測(cè)速范圍以消除模糊峰造成的無模糊測(cè)距范圍變小。若能實(shí)現(xiàn)對(duì)無模糊測(cè)速范圍拓展,使其恢復(fù)到fdmax=1/(2T),那么就能消除模糊峰造成的影響。

根據(jù)第2節(jié)可知,由于多普勒頻率會(huì)對(duì)序列正交性產(chǎn)生影響,因而需要進(jìn)行多普勒補(bǔ)償。僅考慮多普勒的影響,回波信號(hào)模型為

當(dāng)fd/B大于1/(LN)時(shí),令

回波模型可表示為

考慮子碼寬度Tc=nc/fs=1/B,回波rp(n) 可以進(jìn)一步表示為

(4)

由于多普勒頻率的存在,rp(n) 在所有通道都有相關(guān)輸出。由于多普勒頻率過大,經(jīng)過補(bǔ)償以后僅在[p+k]L通道可將多普勒頻率抵消,有相關(guān)輸出,其他通道不能夠完全抵消多普勒頻率的影響,仍有(k-k′)/(LN)的剩余,相關(guān)輸出為0,目標(biāo)回波轉(zhuǎn)移到[p+k]L通道輸出,發(fā)生了通道模糊現(xiàn)象。通過如上分析可知,通道模糊現(xiàn)象是由多普勒模糊導(dǎo)致的。如果可將無模糊多普勒測(cè)速范圍拓展到與初始序列相同,即可消除通道模糊現(xiàn)象。

3.2RD譜映射拓展無模糊測(cè)速范圍

由式(4)可知,回波信號(hào)rp(n) 由于通道模糊現(xiàn)象會(huì)在[p+k]L通道中以多普勒頻率Δfd輸出。因此,只要找出第p路發(fā)射信號(hào)與第[p+k]L通道中輸出目標(biāo)中的對(duì)應(yīng)關(guān)系,獲得跨通道數(shù)k即可通過式(4)計(jì)算出該目標(biāo)的無模糊多普勒頻率fd,從而實(shí)現(xiàn)無模糊測(cè)速范圍的拓展,并消除通道模糊現(xiàn)象。其處理流程如圖5所示。

圖5　擴(kuò)展無模糊多普勒范圍處理流程Fig.5　Processing flow of expanding no-folding in Doppler domain

由于目標(biāo)多普勒與徑向運(yùn)動(dòng)速度程線性相關(guān),可在相鄰積累周期間為各通道發(fā)射信號(hào)附加不同發(fā)射延遲,利用RD圖距離整體徙動(dòng)進(jìn)行處理。不妨設(shè)第i個(gè)CPI 處理時(shí)間內(nèi),各路回波相對(duì)于發(fā)射信號(hào)的時(shí)延分別為τ1,τ2,…,τL。第i+1個(gè)CPI 處理時(shí)間內(nèi),為各路發(fā)射信號(hào)附加時(shí)延分別為Δτ1,Δτ2,…,ΔτL,且各路發(fā)射信號(hào)通道附加時(shí)延互不相同。首先,按照?qǐng)D2所示信號(hào)處理方法獲得各路通道的距離多普勒譜;然后,直接按通道順序沿多普勒維數(shù)據(jù)拼接獲得合成的距離多普勒譜;最后,對(duì)每路信號(hào)單獨(dú)進(jìn)行處理,根據(jù)相鄰CPI發(fā)射信號(hào)中p通道附加時(shí)延Δτp,將附加時(shí)延導(dǎo)致的RD圖整體徙動(dòng)、徑向速度造成的距離徙動(dòng)補(bǔ)償以后,進(jìn)行邏輯映射[12]。映射后可以獲得p通道的擴(kuò)展RD譜。同理,獲得所有通道的擴(kuò)展RD譜,實(shí)現(xiàn)對(duì)無模糊測(cè)速范圍的擴(kuò)展。由此使存在模模糊峰的正交序列集S具有與初始序列φ(n)相同的無模糊測(cè)距、測(cè)速范圍,消除模糊峰造成的影響。

4　仿真驗(yàn)證

通過Matlab仿真,對(duì)構(gòu)造出的同頻正交序列的相關(guān)特性進(jìn)行驗(yàn)證。同時(shí),通過仿真驗(yàn)證經(jīng)過優(yōu)化的信號(hào)處理算法對(duì)抗不理想狀態(tài)的有效性。

4.1同頻正交序列相關(guān)特性仿真驗(yàn)證

取L=3,φ(n)為長度N=23的P4碼,所構(gòu)造序列集S中各成員的周期自相關(guān)函數(shù)幅度譜完全相同,如圖6所示。

圖6　正交相位編碼的周期自相關(guān)幅度譜Fig.6　Periodic auto-correlation amplitude spectrum of orthogonal phase-code

從圖6易知,由于用來構(gòu)造S的初始序列φ(n) 具有理想的周期自相關(guān)函數(shù),因此S中各成員的周期自相關(guān)函數(shù)在延時(shí)n

同樣,所構(gòu)造的L路編碼序列的周期互相關(guān)函數(shù)如圖7所示。由圖7可知,所構(gòu)造的序列間周期互相關(guān)函數(shù)值在-300 dB以下,這是因?yàn)榇嬖谟?jì)算機(jī)浮點(diǎn)數(shù)誤差。可見，所構(gòu)造的L路相位編碼序列是完全正交的。即,信號(hào)的互相關(guān)旁瓣為零。同時(shí),基于P4碼構(gòu)造的正交序列集的自相關(guān)函數(shù)在無模糊測(cè)距范圍內(nèi),自相關(guān)旁瓣也為0。

圖7　正交相位編碼族的周期互相關(guān)幅度譜Fig.7　Periodic cross-correlation amplitude spectrum of orthogonal phase-code set

4.2多普勒補(bǔ)償處理效果仿真驗(yàn)證

不失一般性,取L=3,φ(n) 為長度N=63的P4碼,仿真設(shè)置的4個(gè)目標(biāo)距離延時(shí)分別為0.1Ts、0.1Ts、0.2Ts、0.1Ts,多普勒頻率分別為0、-0.3/Ts、0.2/Ts、1.3/Ts(Ts為信號(hào)重復(fù)周期)。為便于分析,僅發(fā)射第1路編碼信號(hào),且在多普勒處理時(shí)加入了海明窗以抑制多普勒旁瓣。圖8為進(jìn)行多普勒補(bǔ)償以前,各通道RD圖。由于發(fā)射信號(hào)為第1路編碼信號(hào),因此只應(yīng)該在通道1檢測(cè)到4組目標(biāo)回波。考慮到4號(hào)目標(biāo)的多普勒大于無模糊測(cè)速范圍,根據(jù)信號(hào)的構(gòu)造原理,4號(hào)目標(biāo)也可能在其他通道有輸出。

由圖8可以看出,未進(jìn)行多普勒相位補(bǔ)償時(shí),對(duì)于靜止目標(biāo),回波信號(hào)在通道1的輸出具有非常理想距離和多普勒旁瓣,且在非匹配通道無輸出,即完全正交。而對(duì)于運(yùn)動(dòng)目標(biāo),由于多普勒相位的影響,破壞了原編碼序列的特性,既使得在匹配通道的輸出出現(xiàn)較高的距離旁瓣,且在非匹配通道也有較強(qiáng)的虛假目標(biāo)出現(xiàn)。

加入多普勒相位補(bǔ)償模塊后,各通道回波處理結(jié)果如圖9所示。運(yùn)動(dòng)目標(biāo)的回波信號(hào)在通道1也具有了理想的距離和多普勒旁瓣,且多普勒頻率小于1.3/Ts的3個(gè)目標(biāo)在通道2和通道3上均無輸出?？梢?通過補(bǔ)償處理可以消除多普勒頻率對(duì)正交性的影響,使各通道之間重新正交。多普勒頻率為1.3/Ts的目標(biāo)回波在通道1上無輸出,而在通道2有輸出。這是因?yàn)樵撃繕?biāo)的多普勒頻率大于fdmax,發(fā)生了通道偏移現(xiàn)象。分析目標(biāo)應(yīng)于通道2以多普勒頻率0.3/Ts輸出,與仿真結(jié)果相符。

圖8　無多普勒補(bǔ)償流程的各通道回波處理結(jié)果Fig.8　Echo processing result of each channel without Doppler-compensation

圖9　帶有多普勒補(bǔ)償流程的各通道回波處理結(jié)果 Fig.9　Echo processing result of each channel with Doppler-compensation

4.3RD譜擴(kuò)展處理效果仿真驗(yàn)證

取L=3,φ(n) 為長度N=63的P4碼,仿真設(shè)置的3個(gè)目標(biāo)距離延時(shí)分別為0.1Ts、0.1Ts、0.2Ts,多普勒頻率分別為0、-1.3/Ts、0.8/Ts。多普勒處理時(shí)加入了海明窗以抑制多普勒旁瓣。第i個(gè)CPI 處理時(shí)間內(nèi),各路發(fā)射信號(hào)的通道延時(shí)分別為0.01Ts、0.05Ts、0.03Ts,第i+1個(gè)CPI 處理時(shí)間內(nèi),各路發(fā)射信號(hào)通道延時(shí)的改變量分別為0.01Ts、-0.03Ts、0.03Ts。

圖10和圖11分別為第i與第i+1個(gè)CPI 處理后的合成RD 譜。當(dāng)?shù)趇+1個(gè)CPI 處理時(shí)間內(nèi),各路發(fā)射信號(hào)均改變通道延時(shí),使得隸屬于同一路發(fā)射信號(hào)的回波目標(biāo)均附加相同的延時(shí)。從而將第i+1個(gè)CPI 處理后的合成RD 譜按時(shí)延循環(huán)移位該延時(shí)對(duì)應(yīng)的距離門,再與第i個(gè)CPI 處理后的合成RD 譜進(jìn)行邏輯映射,即可獲得對(duì)應(yīng)發(fā)射信號(hào)的擴(kuò)展RD 譜。

圖12即為第1通道最終處理輸出,其他通道輸出結(jié)果與之相同,將附加的發(fā)射時(shí)延補(bǔ)償?shù)粢院罂梢垣@得相同的RD 譜。從結(jié)果可以看出,經(jīng)過圖5所示處理方法,可以距離多普勒處理范圍擴(kuò)展為原來的L倍,從而達(dá)到與常規(guī)周期發(fā)射信號(hào)一致的無模糊距離多普勒分析范圍。

圖10　第i個(gè)CPI合成RD譜Fig.10　Joint RD map of ith CPI

圖11　第i+1個(gè)CPI合成RD譜Fig.11　Joint RD map of (i+1)th CPI

圖12　第1路映射擴(kuò)展RD譜Fig.12　Expanded RD mapping in channel 1

5　結(jié)　論

本文針對(duì)當(dāng)前MIMO同頻正交信號(hào)相關(guān)特性不理想問題,提出了一種同頻正交相位編碼序列的構(gòu)造方案,并對(duì)構(gòu)造得到的序列進(jìn)行分析。

首先,序列構(gòu)造方案通過直接設(shè)計(jì)回波相位,使周期互相關(guān)函數(shù)周期性等間隔落于單位圓上,從而實(shí)現(xiàn)正交化。構(gòu)造得到的波形具有周期互相關(guān)恒為零的優(yōu)點(diǎn),并且周期自相關(guān)特性與參與構(gòu)造的原始序列相同。采用周期自相關(guān)特性良好的原始序列進(jìn)行構(gòu)造,即可獲得良好的自相關(guān)特性。其次,針對(duì)序列正交性受目標(biāo)多普勒頻率影響的問題,提出多普勒補(bǔ)償方案,按照多普勒門對(duì)回波進(jìn)行多普勒補(bǔ)償,實(shí)現(xiàn)回波信號(hào)重新正交化。再次,由于構(gòu)造序列存在周期距離柵瓣,從而導(dǎo)致無模糊測(cè)距范圍不變的前提下,無模糊測(cè)速范圍變窄。針對(duì)這一問題,采用RD譜映射的處理方法,拓展無模糊測(cè)速范圍,使處理后的回波達(dá)到了與參與構(gòu)造的初始序列相同的無模糊距離-多普勒測(cè)量范圍,并消除了通道模糊這一特殊多普勒模糊現(xiàn)象。最后,通過仿真驗(yàn)證,對(duì)序列正交性進(jìn)行了分析,并對(duì)多普勒補(bǔ)償以及RD譜映射等操作進(jìn)行了仿真驗(yàn)證,證明了經(jīng)過改進(jìn)的處理方案可以有效地對(duì)抗多普勒頻率造成的不良影響。

按照本文提出方案構(gòu)造的信號(hào),由于周期互相關(guān)特性良好,可應(yīng)用于調(diào)頻連續(xù)波體制的MIMO雷達(dá)系統(tǒng)。

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Coding and processing of an orthogonal code division waveform set for MIMO radar system

ZHU Kai-hui, WEI Yin-sheng, XU Rong-qing, MAO Zhi-neng

(School of Electronics and Information Engineering, Harbin Institute of Technology, Harbin 150001, China)

The orthogonal code division waveform (OCDW) set, due to the same carries transmitted from each arrays, is more suitable for multiple-input-multiple-output (MIMO) radar, compared with the orthogonal frequency division waveform (OFDW) set. However, the OCDW sets’ correlation property are far from being good. To address this, a method of coding orthogonal phase-code is proposed. This method achieves orthogonality by forcing the value of cross-correlation function cyclical located equidistantly on the unit circle. Further, the influence of Doppler frequency on the proposed waveform’s orthogonality is studied and the channel-ambiguity and narrowing of no-folding in Doppler domain are analyzed. To eliminate the undesired effect caused by Doppler shift, Doppler-compensation and range-Doppler (RD) mapping are suggested, according to the characteristic of backscattered wave. Simulation results show that the proposed waveform set enjoys good orthogonality, and the proposed processing approach would eliminate the undesired effect caused by Doppler shift.

multiple-input multiple-output (MIMO) radar; orthogonal code; Doppler compensation; range-Doppler (RD) mapping

2015-03-18；

2016-06-13；網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版日期：2016-07-14。

TN 95

A

10.3969/j.issn.1001-506X.2016.10.08

朱凱暉(1988-),男,博士研究生,主要研究方向?yàn)镸IMO雷達(dá)理論與技術(shù)。

E-mail: 13B905029@hit.edu.cn

位寅生(1974-),男,教授,博士,主要研究方向?yàn)槔走_(dá)信號(hào)處理、陣列信號(hào)處理、雷達(dá)系統(tǒng)分析與設(shè)計(jì)。

E-mail:weiys@hit.edu.cn

許榮慶(1958-),男,教授,博士,主要研究方向?yàn)閺?fù)雜環(huán)境下弱目標(biāo)檢測(cè)、陣列信號(hào)處理。

E-mail: xurongqing@hit.edu.cn

毛智能(1987-),男,博士研究生,主要研究方向?yàn)樾麦w制雷達(dá)理論與技術(shù)。

E-mail:nengzhimao@163.com

網(wǎng)絡(luò)優(yōu)先出版地址：http://www.cnki.net/kcms/detail/11.2422.TN.20160714.1433.008.html