畢長(zhǎng)煜

（沈陽工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院，沈陽 110870）

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基于時(shí)間補(bǔ)償?shù)娜娖侥孀兤髦悬c(diǎn)電位平衡控制

畢長(zhǎng)煜

（沈陽工業(yè)大學(xué)電氣工程學(xué)院，沈陽 110870）

由于中點(diǎn)箝位式三電平逆變器（NPC）固有的電氣結(jié)構(gòu)，中點(diǎn)電位平衡問題一直是NPC逆變器的固有問題，本文在深入探討逆變器中點(diǎn)不平衡的根本原因的基礎(chǔ)上。提出了一種基于時(shí)間補(bǔ)償?shù)闹悬c(diǎn)電位控制方法，其區(qū)別于傳統(tǒng)PI的控制策略，該方法就是對(duì)中點(diǎn)電位差進(jìn)行分類，以實(shí)現(xiàn)在不同電位下，對(duì)小矢量開關(guān)時(shí)間實(shí)現(xiàn)不同參數(shù)補(bǔ)償，以到達(dá)中點(diǎn)電位的精確控制。通過Matlab/Simulink仿真證明了基于時(shí)間補(bǔ)償?shù)闹悬c(diǎn)電位調(diào)制方法的有效性。

中點(diǎn)箝位式；中點(diǎn)電位平衡；時(shí)間補(bǔ)償；直流母線電壓

多電平逆變器目前廣泛地應(yīng)用于各種大功率工業(yè)設(shè)備，并且逐漸替代了兩電平逆變器，其中二極管箝位式三電平逆變器因其自身優(yōu)勢(shì)已經(jīng)廣泛應(yīng)用，以其為例，其輸出相比于兩電平逆變器具有更低的電壓變化率，同時(shí)從整個(gè)逆變系統(tǒng)分析，它降低了系統(tǒng)的諧波畸變率（THD）。保證了系統(tǒng)的安全性[1]。圖1給出了經(jīng)典的NPC逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖，現(xiàn)在已廣泛地應(yīng)用于可再生能源系統(tǒng)和中壓大功率設(shè)備中[2]。雖然NPC逆變器具有以上優(yōu)點(diǎn)，但由于其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的限制，中點(diǎn)電位不平衡的問題一直存在，其直流側(cè)上的母線電容降壓并非理想的二分之一[3]，因此如何控制逆變器中點(diǎn)電壓一直是三電平逆變器的研究熱點(diǎn)。

圖1　三電平中點(diǎn)箝位式逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

1　中點(diǎn)電位控制策略比較

通過研究發(fā)現(xiàn)造成中點(diǎn)電壓偏差通常有以下幾個(gè)原因：一是算法中本身性質(zhì)的因素，二是在硬件上由于制造技術(shù)的誤差造成電容自身充放電的不平衡，同時(shí)開關(guān)器件特性的不一致也造成直流母線中點(diǎn)電位的不平衡[4]，因此想要根本解決該問題非常困難。目前解決電位問題主要從兩個(gè)方面入手：①仍從硬件方面入手，修改電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)或增加額外的硬件電路，但需要增加相應(yīng)的電子器件，雖然有所改進(jìn)，但高成本問題依然很難解決，所以一般情況下不予采用[5]；②從算法角度入手，分別是正弦脈寬調(diào)制（SPWM）和空間矢量調(diào)制（SVPWM）。當(dāng)采用SPWM時(shí)，代表性策略是在給定的參考電壓中加入了零序電壓的控制方法，但該方法需知道電機(jī)電流的功率因數(shù)角，在動(dòng)態(tài)過程中很難得到，同時(shí)該方案頗為復(fù)雜[6-7]。從SVPWM算法入手，具有代表性的是提出了一種預(yù)測(cè)控制算法，它需要綜合考慮一個(gè)小區(qū)間內(nèi)各個(gè)開關(guān)順序，雖可以實(shí)現(xiàn)，但過于復(fù)雜的算法運(yùn)算和對(duì)開關(guān)管的巨大損耗，使其在實(shí)際應(yīng)用中不易實(shí)現(xiàn)[8]。

本文是在傳統(tǒng)的中點(diǎn)控制方法上提出了一種基于時(shí)間補(bǔ)償?shù)闹悬c(diǎn)電位控制策略，即通過對(duì)中點(diǎn)電位差值的劃分，確立在不同電位差時(shí)采用不同時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)來分段補(bǔ)償，以達(dá)到的一種精確地中點(diǎn)電位控制，該方法無需復(fù)雜的算法要求及大量的開關(guān)管損耗，具有很強(qiáng)的實(shí)用性，并且利于用計(jì)算機(jī)數(shù)字方法實(shí)現(xiàn)。最后通過仿真驗(yàn)證該方法的有效性。

2　基于時(shí)間補(bǔ)償?shù)闹悬c(diǎn)平衡控制

2.1中點(diǎn)電位分析

通過SVPWM算法可知，長(zhǎng)矢量，中矢量，小矢量及零矢量對(duì)中點(diǎn)電位具有不同的影響，其中小矢量又被分為N型小矢量和P型小矢量，其中N型開關(guān)順序減小中點(diǎn)電位，P型序列則增加中點(diǎn)電位。因此，傳統(tǒng)中點(diǎn)平衡控制策略是是通過等量地改變小矢量的作用時(shí)間來控制電位平衡。表1給出了N、P兩種小矢量開關(guān)組合。

表1　小矢量開關(guān)狀態(tài)

2.2小矢量補(bǔ)償策略

傳統(tǒng)序列為7段式序列，為做到PWM脈沖的對(duì)稱情況，N、P型各自作用1/2的開關(guān)時(shí)間，具體的空間矢量圖如圖2所示，當(dāng)參考矢量在第一大扇區(qū)第一小區(qū)時(shí)，7段式脈沖波形如圖3（a）可知。

圖2　三電平逆變器空間矢量圖

通過分析中點(diǎn)電壓可知，當(dāng)電壓值反向增大時(shí)，此時(shí)需增大P型小矢量作用時(shí)間，增添負(fù)偏移時(shí)間，情況如圖3（b）所示。反之，當(dāng)中點(diǎn)電壓大于零時(shí)，需要增大N型小矢量作用時(shí)間，此時(shí)，添加正偏移時(shí)間，具體如圖3（c）所示。因此，正確的時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)Ttc的添加會(huì)影響中點(diǎn)電壓的平衡。

圖3　脈沖時(shí)間

2.3中點(diǎn)電壓控制策略

本文通過對(duì)中點(diǎn)電壓變化范圍進(jìn)一步的精確劃分，來定義出更為精確地中點(diǎn)電壓范圍，設(shè)直流母線電壓處電容壓差為Vd，上電容的電壓為Vdc1，下電容的電壓為Vdc2，標(biāo)準(zhǔn)情況下的電壓定義為Vdnor，最大電位壓差為Vdmax，最小電位壓差為Vdmin。

定義時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)Ttc，如果Ttc＞0，則表示為Ttc(+)，反之則表示為 Ttc(?)。經(jīng)過優(yōu)化后的開關(guān)時(shí)間如式（1）所示，同時(shí)還要判斷 Vd的正負(fù)情況，則每次判斷后的補(bǔ)償時(shí)間如式（2）所示。

在這里，Ttco為先前的時(shí)間補(bǔ)償值，ΔTtc為需要補(bǔ)償?shù)膮?shù)變化量。

2.4最大時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)設(shè)定

由于時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)受負(fù)載電流，直流母排及中點(diǎn)電位等變量所致，因此，時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)是不斷變化的。當(dāng)|Vd||Vdmax|時(shí)，此刻需定義一個(gè)最大補(bǔ)償參數(shù)，由調(diào)制因數(shù)可計(jì)算出最大補(bǔ)償值，即

式中，Vref為參考電壓向量的模；Ttc-max為最大時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)；Ts為采樣時(shí)間。

如果|Vdmin|＜|Vd|＜|Vdmax|，則Ttc=Tclock；

如果|Vdnor|＜|Vd|＜|Vdmin|，則Ttc=Tclock；

如果|Vd|＜|Vdnor|，那么Ttc=Ttco，ΔTtc=0。

在這里α∈(10～30)，β∈(1～3)。Tclock外部時(shí)鐘。當(dāng)中點(diǎn)電位偏差較大時(shí)通過α 來改變小矢量導(dǎo)通時(shí)間，以快速逼近標(biāo)準(zhǔn)狀態(tài)。當(dāng)電位偏差較小時(shí)通過β 來修正矢量開關(guān)，以降低誤差并期望達(dá)到所允許的中點(diǎn)電位變化幅度之內(nèi)。若β 值過大，則無法準(zhǔn)確地進(jìn)行中點(diǎn)電位微調(diào)，反之如果α 值過小，那么在快速逼近時(shí)需花費(fèi)較長(zhǎng)的時(shí)間而不利于中點(diǎn)平衡快速調(diào)制，因此在定義時(shí)間倍數(shù)α，β 時(shí)需要綜合考慮其快速性和準(zhǔn)確性。

2.5時(shí)間補(bǔ)償策略

由NPC母排結(jié)構(gòu)可知，由于上下電容的存在，因此需分兩種情況分別討論。

當(dāng) Vdc1＞Vdc2時(shí)，設(shè)時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)為 Ttc(?)，具體情況如下所示：

1）|Vd||Vdmax|：此時(shí)定義Ttc(?)為最大負(fù)補(bǔ)償

2）Vd0 VdoVd：Vdo為前一時(shí)刻采樣的中點(diǎn)壓差。那么補(bǔ)償參數(shù)Ttc(?)如下定義。

3）Vd0 VdoVd：此刻由于中點(diǎn)電位為負(fù)值，因此新的補(bǔ)償參數(shù)需在原有的基礎(chǔ)上進(jìn)行相加。

4）Vd0 VdoVd：由于此時(shí)Vd大于Vdo，所以應(yīng)該進(jìn)行粗調(diào)，補(bǔ)償較大的時(shí)間參數(shù)。

5）|Vd||Vdnor|：此時(shí)Vd在所定義的標(biāo)準(zhǔn)范圍之內(nèi)，中點(diǎn)電位平衡，無需進(jìn)行補(bǔ)償，小矢量作用時(shí)間保持原有計(jì)算值，Ttc(?)保持不變。

當(dāng)Vdc1Vdc2時(shí)，下電容電壓值大于上電容電壓值時(shí)，此時(shí)在原時(shí)間基礎(chǔ)上添加正補(bǔ)償參數(shù)Ttc(+)。

1）|Vd||Vdmax|：此時(shí)Ttc(+)為最大正補(bǔ)償

2）Vd0 VdoVd：此時(shí)在前開關(guān)時(shí)間上添加正補(bǔ)償參數(shù)來達(dá)到精確控制，則Ttc(+)定義為

3）Vd0 VdoVd：此刻由于中點(diǎn)電位大于零，因此，新時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)該在原有的基礎(chǔ)上進(jìn)行相減才能達(dá)到精確控制。

4）Vd0 VdoVd：此時(shí)由于Vdo大于Vd，所以應(yīng)該經(jīng)行粗調(diào)，補(bǔ)償較大的時(shí)間變量。

5）|Vd||Vdnor|：此時(shí)中點(diǎn)電位差在標(biāo)準(zhǔn)電位范圍內(nèi)，中點(diǎn)電位平衡，那么時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)為 0。開通時(shí)間保持不變。

除此之外，還需注意采樣周期的問題，如果控制周期過短，那么難以檢測(cè)因參數(shù)添加所引起的中點(diǎn)電壓的變化，反之若采樣周期過長(zhǎng)那么需要花費(fèi)大量的時(shí)間不斷控制，因?yàn)樵谶@期間中點(diǎn)電位差時(shí)刻變化，芯片指令出現(xiàn)延遲，無法有效的控制電位。

因此，采樣時(shí)間的合理判定也應(yīng)該考慮在內(nèi)。

3　仿真分析

為了驗(yàn)證中點(diǎn)控制算法的正確性，在 Matlab/ Simulink中搭建三電平逆變器仿真模型。仿真參數(shù)如下，直流母線電壓1140V。負(fù)載電阻R為10Ω，負(fù)載電感L為10mH，直流側(cè)電容均為1000μF，開關(guān)頻率15kHz，具體控制參數(shù)見表2。

表2　仿真參數(shù)

當(dāng)中點(diǎn)電位不平衡時(shí)輸出波形圖如圖4所示。

圖4　無中點(diǎn)控制策略的中點(diǎn)電位

此時(shí)可以看到在沒有加入中點(diǎn)控制器時(shí)中點(diǎn)電壓壓差越來越大到最后會(huì)使電容損壞，造成逆變器不可逆轉(zhuǎn)的損壞。因此中點(diǎn)電位必須加以控制。通過三電平逆變器可知，逆變器所能承受的中點(diǎn)電壓范圍為直流母線電壓值的5%以內(nèi)，本文采用直流母線為1140V的中高壓條件，則允許的電壓范圍波動(dòng)為+57～?57V，通過此條件判斷改進(jìn)后中點(diǎn)控制策略的可行性。圖5采用的是傳統(tǒng)PI控制策略，在傳統(tǒng)中點(diǎn)控制方案下，電壓的偏移量得到了有效控制，中點(diǎn)電位差范圍限制在+15～?15V，此時(shí)的中點(diǎn)電壓在允許范圍之內(nèi)。已比較適用于工業(yè)生產(chǎn)，但還可以進(jìn)一步的改進(jìn)，來優(yōu)化中點(diǎn)電位差。加入時(shí)間補(bǔ)償控制后的中點(diǎn)電位如圖 6所示。通過比較圖 5和圖6可以看到，經(jīng)過時(shí)間補(bǔ)償后的中點(diǎn)壓差得到了一個(gè)有效地縮小，正負(fù)變化范圍縮小至?3～+3V，達(dá)到了時(shí)間補(bǔ)償參數(shù)的效果，很好地抑制中點(diǎn)電位的變化。

圖7給出了加入中點(diǎn)控制算法后逆變器輸出的線電壓波形，可看到逆變器三相負(fù)載輸出波形良好，可以代替?zhèn)鹘y(tǒng)控制中點(diǎn)電位控制策略。

圖5　采用傳統(tǒng)PI控制的中點(diǎn)電壓波形

圖6　基于時(shí)間補(bǔ)償策略的中點(diǎn)電壓波形

圖7　負(fù)載線電壓

利用powergui模塊中的快速傅里葉變換（FFT）得到的電壓波形諧波，來驗(yàn)證THD是否到達(dá)要求。從圖8和圖9可以看到在50Hz頻率下的線電壓和

圖8　線電壓諧波波譜

圖9　相電壓諧波波譜

相電壓諧波頻率分別是0.39%和20.82%，均小于傳統(tǒng)情況下的 69.8%和 41.0%，改善了逆變器輸出波形，減少了總諧波含量，保證了回饋電網(wǎng)的安全性。

4　結(jié)論

本文針對(duì)傳統(tǒng)的二極管箝位式三電平逆變器提出一種基于時(shí)間補(bǔ)償?shù)闹悬c(diǎn)控制策略。通過分析傳統(tǒng)的中點(diǎn)電位控制策略，在其開關(guān)開通時(shí)間上采用補(bǔ)償時(shí)間參數(shù)來優(yōu)化傳統(tǒng)控制策略。并且，無需復(fù)雜的計(jì)算量，既減輕了計(jì)算機(jī)CPU的負(fù)擔(dān)同時(shí)又避免了因額外的硬件電路而增加成本，而且易于實(shí)現(xiàn)，在實(shí)際的工程運(yùn)用中具有一定的價(jià)值。最后通過仿真分析可以驗(yàn)證該方法的有效性。

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Neutral-Point Voltage Balancing Control for Three-Level Inverter based on a Time Compensation

Bi Changyu
(School of Electrical Engineering, Shenyang University of Technology, Shenyang 110870)

Because of neutral-point-clamped (NPC) three-level inverter inherent electrical structure, neutral-point Voltage Balancing issue has been an inherent problems in NPC inverter. This paper discusses deeply the root causes of imbalance the neutral-point of the inverter, offering a method based on the time compensation netutral point control method and differring from the PI control. The method is to classify the neutral-point, in order to achieve at different potentials for small vector switching time parameters to achieve different compensation, reaching precise control of the neutral-point control. Matlab/Simulink simulation results show the effectiveness of the neutral-point potential modulation based on the time compensation.

NPC; neutral-point voltage balancing; time compensation; DC bus capacitors

遼寧省高等學(xué)校優(yōu)秀人次支持計(jì)劃資助（LR2013006）

遼寧省高等學(xué)校創(chuàng)新團(tuán)隊(duì)項(xiàng)目（201334068）