安少亮，孫向東，翟莎，任碧瑩，邱偉祥

（1.西安理工大學(xué)電氣工程系，陜西西安710048；

2.中國電建集團(tuán)西北勘測設(shè)計(jì)研究院有限公司，陜西西安710065）

反激式光伏并網(wǎng)微型逆變器功率解耦控制

安少亮1，孫向東1，翟莎2，任碧瑩1，邱偉祥1

（1.西安理工大學(xué)電氣工程系，陜西西安710048；

2.中國電建集團(tuán)西北勘測設(shè)計(jì)研究院有限公司，陜西西安710065）

針對微型光伏并網(wǎng)逆變器體積小、效率高的要求，研究了反激式光伏并網(wǎng)微型逆變器的電路拓?fù)浼捌涔ぷ髂B(tài)，加入了有源鉗位吸收電路，并設(shè)計(jì)了一種功率解耦技術(shù)實(shí)現(xiàn)對直流側(cè)功率波動(dòng)的抑制。仿真與實(shí)驗(yàn)均搭建了1臺(tái)額定功率為100 W，輸入電壓31 V，并網(wǎng)電壓220 V/50 Hz的模型。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該微型逆變器可以可靠實(shí)現(xiàn)有源鉗位技術(shù)，漏感能量吸收效果明顯，功率解耦控制有效，達(dá)到預(yù)期目標(biāo)。

反激變換器；有源鉗位；功率解耦；微型逆變器

光伏并網(wǎng)微型逆變器（簡稱微逆）是將單一的光伏電池組件輸出的直流電直接轉(zhuǎn)化為交流電，并能在較寬功率范圍跟蹤最大功率點(diǎn)，避免局部陰影造成整個(gè)光伏發(fā)電系統(tǒng)的發(fā)電量大幅下降問題［1-5］，因此微逆的應(yīng)用前景非常廣闊。

但微逆輸出功率中含有2倍工頻頻率的功率脈動(dòng)，所以微逆的瞬間輸入功率和輸出功率不平衡，需要在光伏組件輸出側(cè)并聯(lián)大容量電解電容抑制瞬時(shí)功率波動(dòng)。但因電解電容壽命較短，遠(yuǎn)低于微逆壽命要求，所以影響微逆壽命和穩(wěn)定性。近年來，國內(nèi)外學(xué)者研究了多種功率解耦技術(shù)［6-11］，使得微逆的解耦電容容量大大減小，從而將壽命較短的電解電容用小容量、長壽命的薄膜電容代替，以提高微逆的可靠性和使用壽命。

通過區(qū)別電路中解耦電容的加入位置，可以將解耦電路類型分為4類：光伏組件輸出側(cè)解耦、逆變器直流母線側(cè)解耦、三端口電路解耦以及電網(wǎng)側(cè)解耦［8-11］。對于光伏組件輸出側(cè)解耦的方法［4］，解耦電路可以與光伏組件串聯(lián)和并聯(lián)?？傮w而言，電路結(jié)構(gòu)簡單，解耦電容電壓低，使用元器件較少，電路中的開關(guān)管電壓應(yīng)力小。解耦電路并聯(lián)連接好于串聯(lián)連接，因?yàn)榻怦铍娐凡⒙?lián)連接時(shí)，只須處理電路中的脈動(dòng)功率。而解耦電路串聯(lián)連接時(shí)，光伏組件輸出的全部功率都要經(jīng)過解耦電路，這樣會(huì)使得整個(gè)電路效率降低，而且開關(guān)管上的電流應(yīng)力也會(huì)增加。對于逆變器直流母線側(cè)解耦，通過DC/DC變換可以升高逆變器直流母線電壓，從而達(dá)到降低電容容值的目的［12-13］，但須協(xié)調(diào)控制直流母線電壓，否則在輸入功率和輸出功率瞬時(shí)不平衡時(shí)會(huì)引起母線電壓陡升或突降，不利系統(tǒng)穩(wěn)定。對于3端口電路解耦，1個(gè)端口實(shí)現(xiàn)MPPT功能，1個(gè)端口完成DC/AC逆變器逆變功能，還有1個(gè)端口用于實(shí)現(xiàn)功率解耦。解耦電路與光伏組件隔離，因此解耦電容上的大電壓紋波不會(huì)影響到光伏組件的輸出特性。但是控制相對復(fù)雜，電路成本偏高。對于電網(wǎng)側(cè)解耦，在電網(wǎng)和逆變器之間增加1個(gè)連接解耦電容的輔助橋臂，通過控制解耦電容兩端的電壓來實(shí)現(xiàn)功率解耦。其缺點(diǎn)是需要使用雙向開關(guān)，控制復(fù)雜，成本高。

上述共討論了4種不同的解耦方法，它們在控制方法以及硬件實(shí)現(xiàn)上各有優(yōu)缺點(diǎn)。本文從功率解耦原理出發(fā)，分析了不同功率解耦技術(shù)，并對一種雙向半橋式DC/DC解耦電路進(jìn)行深入研究。

1　雙向半橋式DC/DC解耦電路

本文在有源鉗位反激式并網(wǎng)微型逆變器的基礎(chǔ)上，采用如圖1所示的雙向半橋式DC/DC變換器在光伏電池輸出側(cè)并聯(lián)解耦電路的方法來進(jìn)行功率解耦，本節(jié)具體分析所采用的雙向半橋式DC/DC變換器解耦電路。

1.1工作原理

如圖1所示，雙向半橋式DC/DC變換器解耦電路主要由1個(gè)Boost升壓電路和1個(gè)Buck降壓電路有機(jī)組合而成。

圖1　Buck-boost功率解耦電路Fig.1　Buck-boost decoupling circuit

有源鉗位反激式微型逆變器的具體工作過程與上述中分析的相同，因此不再贅述，本節(jié)著重分析反激變換器和功率解耦電路兩者的工作狀態(tài)。根據(jù)光伏電池組件的輸出功率Ppv即反激變換器的輸入功率與反激變換器的輸出功率Pac（t）的比較，可以看成是兩種工作模式，如圖2所示。模式1：當(dāng)逆變器輸入功率Ppv大于輸出功率Pac（t）時(shí)，此時(shí)多余的能量經(jīng)過解耦電路儲(chǔ)存在解耦電容上；模式2：當(dāng)輸入功率Ppv小于輸出功率Pac（t）時(shí)，解耦電容放電以滿足并網(wǎng)能量需要。

圖2　根據(jù)功率劃分工作模式示意圖Fig.2　Different working modes according to the power

1.2電路工作模態(tài)分析

PWM控制方法有兩種方式：1）采用互補(bǔ)PWM控制時(shí)，開關(guān)管S7和S8互補(bǔ)導(dǎo)通，這種控制實(shí)現(xiàn)簡單，但是在解耦電路中，當(dāng)功率流動(dòng)方向不變時(shí)，解耦電路中的電感電流單方向流動(dòng)，因此1個(gè)功率開關(guān)管開關(guān)完全滿足該情況；2）開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通時(shí)，控制方式相對較為復(fù)雜，為防止同一橋臂2個(gè)開關(guān)管直通須加入死區(qū)。本課題解耦電路開關(guān)管采用獨(dú)立PWM控制，當(dāng)S7工作于PWM方式時(shí)，S8始終關(guān)斷；當(dāng)開關(guān)管S8工作于PWM方式時(shí)，開關(guān)管S7始終關(guān)斷。

非隔離雙向半橋DC/DC變換器有兩種工作模式：

1）Buck降壓模式。在光伏組件輸出功率Ppv大于Pac（t）時(shí)，開關(guān)管S7工作，S8截止，D8為續(xù)流二極管，電路為Buck電路，光伏組件輸出功率多余的能量通過解耦電路向解耦電容充電，如圖3所示，能量由Vdc流向Vsc，吸收能量。此工作模式下，若電感電流連續(xù)，則輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系為

式中：D1為Buck電路工作時(shí)的占空比。

2）Boost升壓模式。當(dāng)Ppv小于Pac（t）時(shí)，此時(shí)解耦電容通過解耦電路向光伏組件輸出側(cè)釋放能量，開關(guān)管S8工作，S7截止，D7為續(xù)流二極管。電路為Boost電路，如圖4所示，能量由Vsc流向Vdc，釋放能量。此工作模式下，若電感電流連續(xù)，則輸入電壓與輸出電壓的關(guān)系為

式中：D2為Boost電路工作時(shí)的占空比。

圖3　降壓模式等效電路Fig.3　Buck mode equivalent circuit

圖4　升壓模式等效電路Fig.4　Boost mode equivalent circuit

1.3解耦電容設(shè)計(jì)

光伏組件輸出功率Ppv為

式中：Vpv，ipv分別為光伏組件的輸出電壓與電流。

在單位功率因數(shù)條件下注入電網(wǎng)的正弦電流以及電網(wǎng)電壓分別由下式表示：

式中：ω為電網(wǎng)電壓的角頻率。

因此，微逆的瞬時(shí)輸出功率Pac（t）可表示為

在理想情況下，假設(shè)逆變器損耗為零，逆變器并網(wǎng)輸出功率Pac（t）的平均值是恒定的，與光伏電池組件的輸出功率相等。因此Pac（t）中的另一個(gè)分量，100 Hz的脈動(dòng)就是要通過一定方法來抑制的解耦功率Pd（t），表示為

電解電容常被用作電路中的解耦元件。當(dāng)Ppv大于Pac（t）時(shí)，Pd（t）為正，瞬時(shí)過程中Pd（t）這部分功率存儲(chǔ)在解耦電容中；而當(dāng)Ppv小于Pac（t）時(shí)，Pd（t）為負(fù)，此時(shí)解耦電容又通過釋放能量以補(bǔ)充輸出所需要的功率。輸出電流、電壓以及相關(guān)的功率波形如圖5所示。其中，Tac為工頻周期。

圖5　輸出電壓、電流及相關(guān)功率波形Fig.5　Waveforms of output voltage，current and power

下面計(jì)算解耦電容和解耦功率的關(guān)系?，F(xiàn)假定解耦電容上的電壓由2個(gè)分量組成：電壓紋波ΔV和平均電壓Vac。在0到Tac/8的時(shí)間內(nèi)，對解耦功率積分，得到其對應(yīng)的能量Ed，可以表示為

其中，Ed是1個(gè)常量，與積分時(shí)間無關(guān)，僅與電網(wǎng)的50 Hz工頻周期與逆變器的功率相關(guān)。而從電容存儲(chǔ)能量角度出發(fā)，一樣大小的能量可用電容電壓變化的形式表示，即：

由Ed=Ec，可以得出解耦電容Cd與解耦能量的關(guān)系：

可見，在固定的電網(wǎng)頻率和一定的輸出功率下，逆變器解耦電容容值的大小取決于電壓紋波以及電容上的電壓平均值。最常用的解耦方法是在光伏電池組件的輸出側(cè)并聯(lián)大的電解電容，達(dá)到解耦效果，這樣Vav=Vpv。同時(shí)解耦電容上的電壓紋波需在2%以內(nèi)波動(dòng)，這樣才能使光伏電池組件的壽命得到保證。因此解耦電容的容值需要很大才能滿足上面的限制條件，解耦電容只能選用電解電容。

由式（10）可知，如果增加電容電壓紋波ΔV和解耦電容的電壓平均值Vav，則會(huì)使解耦電容值明顯減小。當(dāng)電容容值減小到一定程度時(shí)，就可以使用薄膜電容作為解耦電容，將會(huì)消除電解電容作為解耦元件時(shí)對逆變器壽命的影響。

由式（10）可以得到電容電壓紋波ΔV與電容電壓平均值Vav之間的關(guān)系：

電容的最低電壓VL=Vav-ΔV應(yīng)該大于光伏電池組件的輸出電壓Vpv。如果VL=Vpv，則可以得出下面公式：

由上面的推論可看到，解耦電容電壓紋波值ΔV和電容電壓平均值Vav與解耦電容Cd的關(guān)系與電路拓?fù)錈o關(guān)，僅與電網(wǎng)頻率和逆變器輸入電壓、輸出功率有關(guān)。假設(shè)逆變器輸出功率Ppv= 100 W，光伏組件輸入電壓40 V，電網(wǎng)頻率50 Hz。根據(jù)式（11）和式（12）可以繪出Vav，ΔV與Cd的關(guān)系，如圖6所示。

圖6　Vav，ΔV與Cd的關(guān)系Fig.6　Relationship ofVav，ΔVandCd

由圖6可以看出，解耦電容的容值隨電容電壓紋波ΔV和電容電壓平均值Vav的增大而減小。

由圖5可知，解耦電容存儲(chǔ)的瞬時(shí)能量可以計(jì)算為

即

可以得到解耦電容的瞬時(shí)電壓為

由以上分析可知，在一定的電網(wǎng)頻率和輸出功率下，解耦電容的容值大小與其電容上的電壓與紋波有關(guān)，提高電容電壓或者紋波都可以減小功率解耦電容的容值。

2　仿真分析

仿真參數(shù)為：光伏輸入電壓Vin=25～45 V，輸出電壓Vg=220 V/50 Hz，額定輸出功率 Po= 100 W，開關(guān)頻率fs=40 kHz，高頻變壓器的匝比N=Np/Ns=1∶6，鉗位電容Cc=0.1 μF，濾波電感Lf1=1 mH，濾波電容Cg=0.22 μF。

圖7a是電網(wǎng)電壓為220 V下仿真電流并網(wǎng)電流波形及光伏電池輸入功率、光伏電池輸入電壓、電流波形。由圖7a可以看出并網(wǎng)電流幅值為0.48A左右，功率計(jì)算出來為100 W；圖7b為并網(wǎng)電壓220 V時(shí)的并網(wǎng)電壓、電流波形，并網(wǎng)電流的幅值按比例增加200倍?？梢钥吹?，電網(wǎng)電壓與電流同頻同相，在雙環(huán)控制下，并網(wǎng)電流達(dá)到給定0.48 A，無靜差，并網(wǎng)電流正弦度很好；圖7c中THD=3.36%，滿足并網(wǎng)要求；圖7d為Buck-boost電路抑制功率脈動(dòng)的仿真波形，其中直流母線解耦電容由原來的8 800 μF變?yōu)?20 μF，0.05 s直流母線接入Buck-boost電路進(jìn)行脈動(dòng)抑制，由仿真可以看到Vpv波動(dòng)由34～38V變?yōu)?5.5～37V，Ppv由0～200W波動(dòng)變?yōu)?0～160 W。

圖7　母線電流雙環(huán)控制并網(wǎng)仿真波形Fig.7　Bus current double loop control simulation waveforms

圖8所示為主開關(guān)管S5有源鉗位實(shí)現(xiàn)零電壓開通的仿真波形?？梢钥吹剑?dāng)主開關(guān)管S5的漏源極電壓Vds降到接近零伏以后，主開關(guān)管S5的驅(qū)動(dòng)脈沖到達(dá)使之開通，有效實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

圖8　有源鉗位部分仿真波形Fig.8　Active Clamp simulation waveforms

3　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

搭建了一臺(tái)以英飛凌XE162FL單片機(jī)為控制核心的100 W單相光伏并網(wǎng)逆變器樣機(jī)，采用電流雙閉環(huán)控制方法，對系統(tǒng)電路的工作原理、電路參數(shù)進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，樣機(jī)具體參數(shù)如下：光伏輸入電壓Vpv=25～45 V，額定輸出功率Po= 100 W，開關(guān)頻率fs=40 kHz，最大占空比Dmax= 0.45，直流濾波電容Cin=4×2 200 μF/63 V，鉗位電容Cc=0.1 μF，濾波電感Lf1=1 mH，濾波電容Cg=0.22 μF。變壓器：磁芯為TDK PC40，型號(hào)為ETD29，原副邊匝比為6∶36，原邊的勵(lì)磁電感量Lp1=Lp2=57μH，原邊漏感Lσ1=Lσ2=0.7μH。開關(guān)器件：S5—IRFS4321；S6—16N25C；S1，S3—SCRS8008D；S2，S4—60R190C6。

圖9a為并網(wǎng)逆變器在輸出功率為100 W時(shí)的直流輸入電壓Vpv、輸入電流ipv、并網(wǎng)電流iac、電網(wǎng)電壓Vac波形。從圖中可以看出，直流輸入電壓和直流輸入電流均存在100 Hz脈動(dòng)，并網(wǎng)電流波形正弦度較好，與電網(wǎng)電壓同頻、同相，并網(wǎng)電流THD為4.42%，滿足國家標(biāo)準(zhǔn)。圖9b為有源鉗位電路實(shí)現(xiàn)主開關(guān)管零電壓開通的波形。

圖9　并網(wǎng)電流為0.47 A時(shí)實(shí)驗(yàn)波形Fig.9　Experimental waveforms for 0.47 A grid-connected current

圖10是驗(yàn)證解耦電路部分的實(shí)驗(yàn)，其中直流母線解耦電容由8 800 μF降低至2 200 μF。圖10a、圖10b分別為解耦電路未工作和工作時(shí)的光伏板輸出電壓Vpv、輸出電流ipv、輸出功率Ppv波形，可以看出在解耦電路工作后輸入功率的波動(dòng)由15 W降低至5 W，在一定程度上抑制了功率波動(dòng)。

圖10　功率解耦時(shí)的直流側(cè)電壓、電流及功率實(shí)驗(yàn)波形Fig.10　DC voltage，current and power experimental waveforms for power decoupling

4　結(jié)論

本文研究了帶功率解耦電路的有源鉗位反激式光伏并網(wǎng)微型逆變器的電路拓?fù)?、工作原理電路以及關(guān)鍵參數(shù)設(shè)計(jì)。采取解耦電路與并聯(lián)微型逆變器并聯(lián)的方案。通過PSIM仿真驗(yàn)證了有源鉗位以及功率電路方案的可行性。設(shè)計(jì)并研制的100 W具有功率解耦電路的有源鉗位反激型微型光伏并網(wǎng)逆變器樣機(jī)達(dá)到預(yù)期目標(biāo)。

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Power Decoupling Control for a Fly-back Photovoltaic Grid-connected Micro-inverter

AN Shaoliang1，SUN Xiangdong1，ZHAI Sha2，REN Biying1，QIU Weixiang1
（1.Electrical Engineering Department，Xi’an University of Technology，Xi’an 710048，Shaanxi，China；
2.Power China Northwest Engineering Corporation Limited，Xi’an 710065，Shaanxi，China）

For requirements of small size，high efficiency of photovoltaic（PV）grid-connected micro-inverters，studied a fly-back type of PV grid-connected micro-inverter circuit topology and its working modes.An active clamp absorption circuit was joined in.A kind of power decoupling technology of inhibition of dc power fluctuations was designed.Simulation and experiment platforms were built.The rated power and input voltage were 100 W and 31 V. The grid voltage was 220 V/50 Hz.Simulation and experimental results show that the micro-inverter can reliably realize active clamp technique，the leakage inductance energy absorption effect is obvious，power decoupling control is effective，and expected targets are achieved.

fly-back converter；active clamp；power decoupling；micro-inverter

TM464

A

2015-08-10

修改稿日期：2016-02-27

國家自然科學(xué)基金（51507137，51577155）；陜西省重點(diǎn)學(xué)科建設(shè)基金（105-5X1201）

安少亮（1983-）男，博士，講師，Email：shawn_an@163.com