劉志遠，胡建超，劉天強，夏德印，張省

（許繼電源有限公司，河南 許昌 461000）

一種固態(tài)開關的多路高壓隔離驅動電源

劉志遠，胡建超，劉天強，夏德印，張省

（許繼電源有限公司，河南 許昌 461000）

描述了脈沖功率固態(tài)開關驅動電源需解決的問題，介紹了一種采用電流母線形式和半橋串聯(lián)諧振電路設計的高壓隔離驅動電源，詳細分析了該隔離電源主回路、控制電路和采樣電路，并以一臺功率500 W，輸出電壓DC 20 V的樣機進行實驗驗證。實驗證明，該形式高壓隔離驅動電源開關管實現了軟開關，功耗低，紋波小，較好地實現了高壓電位隔離和多路輸出，為固態(tài)開關較為理想的驅動電源。

固態(tài)開關；多路輸出；電源；高壓隔離；串聯(lián)諧振

現代電力電子技術的發(fā)展使得半導體固態(tài)開關的耐壓等級和通流能力有了極大的提高，近年來在脈沖功率開關技術中應用也越來越多，固態(tài)開關調制器相比傳統(tǒng)調制器的開關重復頻率高，并且能夠調節(jié)脈沖寬度和重復頻率，優(yōu)勢十分明顯［1］。其中絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）具備開關頻率高、導通壓降小等優(yōu)點，在固態(tài)開關調制器中使用廣泛，特別是單管IGBT，封裝一致、價格相對低、通用性強。

但是脈沖功率開關技術有如下特點：運行電壓高（數kV到數百kV）、導通時間短、峰值功率大、高頻連續(xù)開關工作。單管IGBT耐壓和通流能力有限，在脈沖功率固態(tài)開關中多以串并聯(lián)形式應用，如果單管IGBT的耐壓為1 200 V，在幾十kV的調制器中就需要100～200級單管串聯(lián)才能實現，為了減少由于PCB布局產生的開關驅動延時，各級單管就近單獨配驅動電路，驅動電路采用光信號接收器直接接收開關信號。

由于固態(tài)開關懸浮于高電壓上，驅動電路的低壓電源必須做到隔離，常規(guī)設計一般采用隔離變壓器，但是隔離變壓器工作頻率低，副繞組數量少，導致體積大線路復雜，當固態(tài)開關使用多級IGBT串聯(lián)實現時，大量使用隔離變壓器會影響整個PCB的體積和分布參數［2］。

如何設計出體積小、精度高的多路驅動電源，是目前脈沖功率固態(tài)開關隔離驅動電源需解決的問題。本文介紹了電流母線形式和串聯(lián)諧振逆變方法隔離驅動電源的設計方法，研制出幾百路輸出為DC 20 V、總功率約500 W的驅動電源樣機，運行良好。

1　總體設計

本文所述高壓隔離驅動電源采用電流母線的形式，系統(tǒng)原理框圖如圖1所示。

圖1　高壓隔離驅動電源系統(tǒng)原理框圖Fig.1　High voltage isolation driving power system diagram

系統(tǒng)組成分為輸入電路、串聯(lián)諧振主回路、控制電路、采樣電路、輸出隔離變壓器、全橋整流電路。

電流母線流過高頻交流電源，從環(huán)形磁芯中穿過構成變壓器初級，環(huán)形磁芯上纏繞幾組相同匝數的次級線圈經整流后形成一路隔離電源，多個環(huán)形磁芯串在一起在次級實現多路的隔離驅動電源，后接驅動板控制固態(tài)開關通斷。電流母線采用耐高壓電纜，與磁芯的絕緣材料共同實現電位隔離。

變壓器初級采用高頻交流逆變電源，提高頻率可以減小變壓器體積，但同時也可能增加開關損耗，因此主回路加入諧振網絡改善輸出電流波形，改變回路阻抗性質，為開關管提供軟開關條件［3］，變壓器次級有若干路繞組，各輸出經各自整流電路后為固態(tài)開關供電。

采樣電路將電流信號送至控制電路，構成輸出逆變輸出反饋；控制電路產生高頻驅動信號，并根據電流反饋閉鎖或使能驅動信號。

2　主電路

本文設計的隔離驅動電源采用半橋串聯(lián)諧振逆變電路，主回路如圖2所示。

前端直流電源采用AC 220 V整流濾波而來，中間加軟啟電路，防止上電瞬間電容充電電流過大；C1，C2為分壓電容，并聯(lián)相同的分壓電阻，穩(wěn)態(tài)時兩端電壓相同，中點電壓為E/2。

Q1，Q2為IGBT，選用半橋模塊，分別反并聯(lián)二極管D1，D2；LS和CS分別為諧振電感和諧振電容；直流輸入電壓經半橋逆變成方波；LS和CS構成串聯(lián)諧振實現開關管Q1和Q2的軟開關，減少開關損耗［3-5］。

圖2　高壓隔離電源主回路Fig.2　Main circuit of high voltage isolation driving power

半橋串聯(lián)諧振逆變電路相比全橋電路相比，減少了開關管的數目，同時IGBT承受的電壓應力小，整個電路結構簡單，容易控制。

后端為電流母線穿過數個磁環(huán)，形成1個變壓器，電流母線做原邊，每個磁環(huán)上繞適當的匝數作為副邊，副邊電流經過整流濾波就可以成為1組隔離驅動電源。該變壓器設計原理與LLC串聯(lián)諧振變壓器相同，根據變壓器副邊側每一路驅動電源的輸出電壓和變壓器原邊側直流母線電壓的比值，初步設計變壓器原副邊匝比，根據輸出功率和輸出電壓確定負載等效阻抗，初步確定變壓器原副邊電流；變壓器副邊輸出后接全橋整流電路及濾波電路，輸出所需驅動電源。

由于采用了高壓原邊電纜和高壓磁環(huán)，驅動電源能夠實現固態(tài)開關和驅動電源的高壓隔離。

3　控制電路

控制芯片采用Motorola公司的高性能諧振控制芯片MC33067，驅動控制電路如圖3所示。

芯片管腳12和管腳14分別為兩路輸出信號，產生IGBT門極驅動信號，分別為主電路上下橋臂的驅動，為避免上下橋臂直通，兩路驅動信號應設置死區(qū)時間Td，Td由芯片16腳外接的定時電阻RT和定時電容CT計算確定：

驅動信號頻率可以通過調整串接于芯片管腳3和管腳6之間的調頻電阻RVFO進行調節(jié)，其實質是改變流經RVFO的電流大?。恍酒苣_9為使能端，低電平時芯片無輸出，此管腳可作為保護端口。

芯片管腳12和管腳14輸出驅動信號后各自經過與門輸出，電壓反饋信號VF和參考電壓VREF構成比較電路，連同后端晶體管T1和T2構成反饋控制回路，當VF＞VREF時比較電路輸出為低電平，T1工作于截止區(qū)，T2工作于飽和區(qū)，驅動信號與門的輸入經二極管和T2被拉至低電平，驅動電路無驅動信號輸出，串聯(lián)諧振逆變回路內部能量振蕩衰減，當VF＜VREF時正好相反，T1工作于飽和區(qū)，T2工作于截止區(qū)，串聯(lián)諧振逆變電路正常運行，這樣形成一個閉環(huán)，可以實現輸出電壓“自停自補”，為避免比較器頻繁翻轉，調節(jié)反饋電阻構成所需滯環(huán)，根據后端調制器固態(tài)開關驅動所需電源電壓設定參考電壓值VREF，能夠得到穩(wěn)定輸出電壓。

圖3　驅動控制電路Fig.3　The driving control circuit

電流采樣電路如圖4所示。

圖4　電流采樣電路Fig.4　The current sampling circuit

流經電流母線的交流電經互感器，在互感器副邊形成與互感器原副邊匝比有關的交流電流，經整流橋整流后在電阻R1上形成電壓信號，再經后端分壓電路形成采樣信號VF+和VF-送至差分放大電路，選取電阻R4，R5，R6，R7阻值相同，輸出電壓信號VF大小由下式計算：

4　樣機試驗

本樣機為某固態(tài)開關調制器提供數百路高壓隔離驅動電源，總功率約500 W，輸出電壓DC 20 V。

樣機結構設計分為兩部分：高頻輔電單元和高壓隔離單元。高頻輔電單元包括整流、高頻逆變和采樣控制；高壓隔離單元包括隔高壓直流母線、隔離變壓器和全橋整流。

高頻輔電單元輸出高頻交流直接接入高壓隔離單元的電流母線，電流母線采用硅橡膠高壓電纜，環(huán)形磁芯外套以環(huán)氧樹脂材料的護罩，保證高壓電位隔離，全橋整流濾波后作為驅動電源。

高頻串聯(lián)諧振逆變電源輸入單相交流電壓，磁芯選用高磁密度、矯頑力小以及損耗小的非晶軟磁材料，需要幾十個磁環(huán)，根據輸入輸出電壓關系，磁環(huán)原副邊匝比n=N2/N1=8。

串聯(lián)諧振逆變主回路開關管選用BSM 100GB120DN2半橋模塊，耐壓1 200 V，諧振電感LS=53 μH，諧振電容CS=450 nF，主回路諧振頻率，對串聯(lián)諧振逆變電路分析可知，當開關頻率時，主回路諧振電流斷續(xù)［6］，開關管為零電流開通，零電流/零電壓關斷，開關損耗低且干擾小，電路具有電流源性質，因此控制電路頻率電阻RVFO= 6.2 kΩ，開關頻率 fs=15.8 kHz，死區(qū)電阻RT= 3 kΩ，死區(qū)電容CT=10 nF，由式（2）計算得出死區(qū)時間Td=10.44 μs。

IGBT兩端電壓和電流波形如圖5所示，電流斷續(xù)，開關管工作于軟開關狀態(tài)。

圖6為閉環(huán)控制自停自補測試波形，波形①為IGBT上橋臂驅動信號波形，由圖可見正常工作時驅動信號周期性間斷封鎖，例如在t1到t2時刻，驅動信號停止輸出；波形②為主回路電流波形，在主回路IGBT驅動信號存在時，主回路串聯(lián)諧振，變壓器原邊流過高頻交流電，IGBT驅動封鎖后，串聯(lián)諧振主回路無電流；波形③為每一路變壓器副邊整流濾波后電壓波形，在t1時刻，電流采樣回路VF＞VREF，驅動信號被封鎖，諧振電流中斷，輸出電壓開始降低，到t2時刻，電流采樣回路VF＜VREF，驅動信號恢復，諧振電流恢復，輸出電壓開始逐漸增長，如此滯環(huán)控制實現自停自補，輸出電壓被穩(wěn)定在設計值，滯環(huán)的寬度決定了輸出電壓的紋波大小。

圖5　開關管電壓電流波形Fig.5　Voltage and current waveforms of IGBT

圖6　驅動信號與電流波形Fig.6　The driving signal and current waveform

交流輸入額定AC 220 V時，控制電路自停自補時間為460 μs，高壓隔離電源每一路輸出為20.64 V，直流紋波電壓為0.8 V，示波器測得波形如圖7所示。

實驗輸出結果證明了設計的科學性及有效性，達到了設計目的。

圖7　隔離電源輸出電壓紋波Fig.7　Output voltage ripple of the isolation power

5　結論

經過樣機試驗驗證，本文設計的驅動電源運行穩(wěn)定，實現了高壓隔離、體積輕巧、功耗小，可實現多路輸出，且一致性好、精度高、誤差小，控制簡單方便。在基于多級IGBT串并聯(lián)的脈沖功率高壓固態(tài)開關應用中，是較為理想的高壓隔離驅動電源。

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［2］ 余琳.用于高壓脈沖電場殺菌的IGBT串聯(lián)型高壓脈沖發(fā)生器研究［D］.杭州：浙江大學，2012.

［3］ 陸治國，余昌斌.新型LLC諧振變換器的分析與設計［J］.電氣應用，2008，27（1）：65-68.

［4］ 胡先東，高俊寧，葛立峰.半橋LLC諧振變換器的參數優(yōu)化設計［J］.電力電子技術，2013，47（7）：101-103.

［5］ 唐瑤，王志強，李國峰.基于LCC諧振變換器的高壓直流電源設計［J］.電力電子技術，2012，46（4）：4-7.

［6］ 趙衛(wèi)東，羅進，馮德仁.串聯(lián)諧振式高壓直流電源設計［J］.電源技術，2011，35（6）：717-719.

Kind of Solid-state Switch Multiplex High Voltage Isolation Drive Power Supply

LIU Zhiyuan，HU Jianchao，LIU Tianqiang，XIA Deyin，ZHANG Xing
（XJ Power Corporation，Xuchang 461000，Henan，China）

Described the problems of pulse power solid-state switch drive power supply，introduced a design of high-voltage isolation drive power supply in the form of current bus bar and a half-bridge series resonant inverter circuit，analyzed the isolation power main circuit，control circuit and sample circuit in detail，and with a power of 500 W，output voltage DC 20 V prototype experiment validation.Experiments show that the form of high voltage isolation drive power achieve soft-switching，low power consumption，small ripple，better realize the high voltage potential segregation and multiplexed output，is more ideal drive for solid state switch power supply.

solid-state switch；multi-output；power supply；high-voltage isolation；series resonant

TN86

B

2015-06-04

修改稿日期：2016-02-19

劉志遠（1985-），男，碩士研究生，中級工程師，Email：liuxxx09@163.com