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（1. 風(fēng)力發(fā)電研究中心　上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院　上?！?00240 2. 南方電網(wǎng)科學(xué)研究院　廣州　510080）

鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)共模電流的分析及抑制

陳強(qiáng)1李睿1高寧1蔡旭1陸志剛2

（1. 風(fēng)力發(fā)電研究中心上海交通大學(xué)電子信息與電氣工程學(xué)院上海200240 2. 南方電網(wǎng)科學(xué)研究院廣州510080）

鏈?zhǔn)阶儞Q器具有適合用于大容量電池儲(chǔ)能系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)特點(diǎn)，但是，儲(chǔ)能電池較低的能量密度以及變換器功率模塊與電池柜間較長(zhǎng)的直流連接電纜，為鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)引入了不可忽略的寄生參數(shù)，從而導(dǎo)致較大的共模電流，危及功率器件的安全。本文首先建立鏈?zhǔn)阶儞Q器的簡(jiǎn)化模型，分析鏈?zhǔn)阶儞Q器中共模電壓通路及共模電流路徑，并估算共模電流峰值，研究鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)共模電流的抑制方法；最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了分析的正確性。

鏈?zhǔn)阶儞Q器電池儲(chǔ)能系統(tǒng)共模電壓共模電流EMI濾波器

0　引言

鏈?zhǔn)剑–ascaded H-Bridge， CHB）變換器適合作為未來大容量電池儲(chǔ)能系統(tǒng)（Battery Energy Storage System， BESS）的功率轉(zhuǎn)換系統(tǒng)（Power Conversion System， PCS）［1，2］，在交流側(cè)可直掛10kV或35kV的電網(wǎng)，無變壓器的結(jié)構(gòu)提高了整體效率，多電平輸出減小了網(wǎng)側(cè)電流諧波；在直流側(cè)，多功率模塊級(jí)聯(lián)的結(jié)構(gòu)降低了單個(gè)電池模塊的電壓，減小了電池模塊的制造難度。此外，多模塊冗余的結(jié)構(gòu)使得儲(chǔ)能系統(tǒng)具有更強(qiáng)的可靠性，因此在大容量電池儲(chǔ)能領(lǐng)域，鏈?zhǔn)阶儞Q器頗具吸引力。

然而鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)與傳統(tǒng)鏈?zhǔn)阶儞Q器的應(yīng)用場(chǎng)景有較大不同，存在新的問題。鏈?zhǔn)綗o功補(bǔ)償裝置與高壓變頻器的功率模塊在直流側(cè)均無長(zhǎng)連接電纜，而儲(chǔ)能變換器的功率模塊在直流側(cè)需要與電池相連，由于電池體積較大，其直流連接電纜甚至可能長(zhǎng)達(dá)數(shù)百米，為鏈?zhǔn)阶儞Q器引入大量寄生參數(shù)。

PWM 變換器在開關(guān)管的高速開關(guān)瞬間，普遍存在較大的dv/dt，對(duì)共?；芈分械募纳娙葸M(jìn)行充放電，從而產(chǎn)生共模電流。傳統(tǒng)并網(wǎng)逆變器的共模電流抑制已有較多研究，一般通過改進(jìn)逆變器調(diào)制算法來減小共模電壓，通過插入共模電感和共模變壓器等方法抑制共模電流［3-6］。

對(duì)于鏈?zhǔn)阶儞Q器，其共模電壓的抑制研究主要是針對(duì)高壓變頻調(diào)速方面。文獻(xiàn)［7，8］對(duì)鏈?zhǔn)阶儞Q器的調(diào)制策略進(jìn)行了改進(jìn)，從而抑制了部分或全部共模電壓。文獻(xiàn)［9］對(duì)帶有移相變壓器的鏈?zhǔn)礁邏鹤冾l器進(jìn)行共模電壓分析，并給出了其等效電路和共模電壓波形。與前面所述的共模電流不同，文獻(xiàn)［10］分析了一種鏈?zhǔn)阶儞Q器模塊間存在的諧振電流路徑，并提出共模電感抑制的方法。文獻(xiàn)［11，12］對(duì)鏈?zhǔn)焦夥l(fā)電系統(tǒng)的共模電流進(jìn)行了分析，包含模塊間及模塊與電網(wǎng)間兩種共模電流模式，并根據(jù)光伏并網(wǎng)逆變器的相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)了 EMI濾波器。鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)與上述兩種情形類似，也存在相當(dāng)大的共模電流，對(duì)功率器件有相當(dāng)大的影響，需要進(jìn)行抑制。

本文首先對(duì)鏈?zhǔn)阶儞Q器中的共模電壓進(jìn)行分析，然后針對(duì)所存在的寄生參數(shù)分析鏈?zhǔn)阶儞Q器中的共模電流路徑，并對(duì)共模電流抑制策略進(jìn)行討論，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了本文分析的正確性。

1　共模電壓

圖1　BESS鏈?zhǔn)阶儞Q器Fig.1　Cascaded H-bridge converter for BESS

鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器結(jié)構(gòu)如圖1所示，H橋功率模塊是鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器的基本結(jié)構(gòu)，其直流側(cè)通過電纜與電池柜相連，一起組成一個(gè)功率單元，如圖2a所示。為方便分析整個(gè)變換器的共模電壓，對(duì)單個(gè)功率模塊進(jìn)行簡(jiǎn)化。令功率模塊直流側(cè)中點(diǎn)為 o，正、負(fù)直流母線為p、n，而其交流側(cè)輸出為1、2。則有

圖2b為單個(gè)模塊的簡(jiǎn)化模型，其中，Vdc為直流側(cè)電壓，可以看出整個(gè)功率模塊的直流側(cè)電壓變化可由 o點(diǎn)代表。另外 V1o和 V2o則是由 H橋模塊的兩個(gè)橋臂分別產(chǎn)生的，在不同的調(diào)制策略下其基波電壓不同。

圖2　功率單元及簡(jiǎn)化模型Fig.2　Power module and simplified model

在單個(gè)H橋模塊簡(jiǎn)化的基礎(chǔ)上，可對(duì)整個(gè)鏈?zhǔn)阶儞Q器進(jìn)行分析。圖3給出了鏈?zhǔn)阶儞Q器的簡(jiǎn)化模型，以A相為例，以鏈?zhǔn)阶儞Q器中性點(diǎn)N為基準(zhǔn)，可以得到第i個(gè)模塊o點(diǎn)電壓為

式中，n為鏈?zhǔn)阶儞Q器每相級(jí)聯(lián)個(gè)數(shù)，可以看出，各個(gè)模塊o點(diǎn)的電壓均不相同，不僅與本模塊的開關(guān)狀態(tài)有關(guān)，也與其他模塊相關(guān)。在這種情況下，如果各個(gè)模塊o點(diǎn)間有通路，則任意兩個(gè)o點(diǎn)間的電壓為模塊間共模電壓，即

除模塊間的共模電壓外，模塊與電網(wǎng)側(cè)中性點(diǎn)也存在共模電壓，即

圖3　鏈?zhǔn)阶儞Q器簡(jiǎn)化模型Fig.3　Simplified model of CHB converter

式中

鏈?zhǔn)阶儞Q器用作高壓變頻器時(shí)，其共模電壓主要如式（5）所示，可以通過調(diào)制策略改進(jìn)消除該共模電壓。而式（3）與式（4）所示共模電壓的主要部分VuioN則是鏈?zhǔn)阶儞Q器輸出電壓的一部分，僅通過調(diào)制策略的改進(jìn)是無法將其消除的。

2　共模電流

鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器電池柜的占地面積較大，會(huì)有較可觀的對(duì)地電容。而其連接電纜可能長(zhǎng)達(dá)數(shù)百米，且需要有 10kV或更大的絕緣等級(jí)，其寄生參數(shù)也不容忽視。由于鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器的開關(guān)頻率較低，將電纜作集中參數(shù)等效處理，如圖4所示。其中Lg為電纜的等效電感，Rg1為電纜的等效電阻，Cg為電纜與電池柜的對(duì)地等效電容，Rg2為電纜對(duì)地的等效電阻。此時(shí)，各模塊間有共模電流通路，在高頻共模電下即會(huì)產(chǎn)生高頻共模電流。

圖4　直流電纜簡(jiǎn)化模型Fig.4　Simplified model of DC cable

由圖3可知，鏈?zhǔn)阶儞Q器中包含3n個(gè)高頻電壓源及3個(gè)工頻電壓源，在分析共模電流時(shí)可忽略低頻電壓源的影響。而正、負(fù)母線與o點(diǎn)間電壓恒定，則兩條電纜的等效參數(shù)可視為與o點(diǎn)連接，從而可以得到鏈?zhǔn)阶儞Q器共模電流分析簡(jiǎn)化電路。

若將圖 4的簡(jiǎn)化模型代入圖 3，將同時(shí)存在多個(gè)高頻電壓源。為方便分析，先分析僅一個(gè)高頻電壓源V2o_Ai時(shí)的情況，如圖5所示。其中，Rg為Rg1與 Rg2之和，即共?；芈返刃щ娮琛Ｓ蓤D 5可以看出，雖然只有一個(gè)高頻電壓源，但在鏈?zhǔn)阶儞Q器各個(gè)模塊上均產(chǎn)生了共模電流。而且多個(gè)模塊直流側(cè)電纜并聯(lián)，并聯(lián)的效果進(jìn)一步說明了電池側(cè)寄生參數(shù)不能忽略，且級(jí)聯(lián)個(gè)數(shù)越多，影響越大。

圖5　鏈?zhǔn)阶儞Q器共模電流路徑Fig.5　Common-mode current path of CHB converter

圖6　共模電流路徑等效電路Fig.6　Equivalent circuit of common-mode current path

圖 6為共模電流路徑等效電路，B、C兩相各模塊與A相第1個(gè)至第i-1個(gè)模塊并聯(lián)，記為B1；A相第 i個(gè)至第 n個(gè)模塊并聯(lián)，記為 B2。Ig_Ai2為V2o_Ai產(chǎn)生的總共模電流，而其在實(shí)際電路中的位置如圖5中所示，即第i個(gè)模塊與第i-1個(gè)模塊連接電纜處的電流。

忽略網(wǎng)側(cè)電感可得

式中，k2i、k1i為與i有關(guān)的系數(shù)，且

同理，僅對(duì)高頻電壓源 V1o_Ai進(jìn)行分析時(shí)，式（6）變?yōu)槭剑?），Ig_Ai1即第i個(gè)模塊與第i+1個(gè)模塊連接電纜處的電流，如圖5所示。

由式（6）和式（8）分別可以看出，鏈?zhǔn)阶儞Q器中不同位置的H橋模塊的開關(guān)動(dòng)作所產(chǎn)生的共模電流是不同的。式（6）與式（8）關(guān)于 i是單調(diào)遞減的，i越小，H橋模塊越靠近中性點(diǎn)，其開關(guān)動(dòng)作產(chǎn)生的共模電流越大。因此，鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器中性點(diǎn)處接線可作為共模電流觀測(cè)的最佳位置，能夠清晰反映出共模電流的影響。

下面根據(jù)疊加定理計(jì)算A相第i個(gè)功率模塊電纜上的共模電流Ig_Ai，其方向如圖5所示。當(dāng)B、C兩相各模塊或A相第i +1個(gè)至第n個(gè)模塊發(fā)生開關(guān)動(dòng)作時(shí)，第i個(gè)功率模塊電纜在B2支路；當(dāng)A相第1個(gè)至第i-1個(gè)模塊發(fā)生開關(guān)動(dòng)作時(shí)，第i個(gè)功率模塊電纜在B1支路。對(duì)于第i個(gè)功率模塊自身發(fā)生開關(guān)動(dòng)作，V2o_Ai產(chǎn)生時(shí)，其電纜在 B2支路；V1o_Ai產(chǎn)生時(shí)，其電纜在B1支路。因此有

將式（6）和式（8）代入式（9），整理可得

由式（10）可以看出，鏈?zhǔn)阶儞Q器的共模電流比較復(fù)雜，由所有模塊的開關(guān)狀態(tài)共同決定。為進(jìn)一步量化共模電流的影響，將其看作高頻電壓脈沖的響應(yīng)，此時(shí)第i個(gè)功率模塊動(dòng)作時(shí)的共模電流為［2］

式中，E為單個(gè)功率模塊的直流電壓，且

從而可得共模電流峰值為

一般情況下，由于寄生電容很小，ξ＜＜1，因此給出經(jīng)驗(yàn)公式，即

對(duì)于10kV鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)，其級(jí)聯(lián)數(shù)為12，功率模塊電池電壓為960V，直流側(cè)100m電纜寄生電容為0.6nF，寄生電感為60μH。而共模回路的等效電阻需要實(shí)測(cè)，這里假設(shè)為5Ω，可計(jì)算出不同功率模塊開關(guān)動(dòng)作而產(chǎn)生的共模電流峰值，如圖7所示。

圖7　共模電流峰值與開關(guān)動(dòng)作模塊間關(guān)系Fig.7　Relationship between common-mode current peak and the switching module

由圖7可以看出，靠近鏈?zhǔn)阶儞Q器中性點(diǎn)的功率模塊發(fā)生開關(guān)動(dòng)作時(shí)，其產(chǎn)生的共模電流峰值最大，在前述參數(shù)下可達(dá)48A。此時(shí)，共模電流衰減的時(shí)間常數(shù)為2Lg/Rg，即24μs，而多個(gè)高頻電壓源疊加時(shí)，可能會(huì)進(jìn)一步加大共模電流峰值。該共模電流直接附加在鏈?zhǔn)阶儞Q器原電流之上，極大地增加了IGBT的電流應(yīng)力，不僅會(huì)增加IGBT的損耗，甚至可能導(dǎo)致其過電流損壞。

3　共模電流抑制方法

通常采用硬件電路與控制策略相結(jié)合的方法來抑制PWM逆變器的共模電流。硬件電路主要包括EMI濾波器、共模變壓器或有源濾波器等，通過改變共?；芈纷杩箒頊p小共模電流?？刂撇呗灾饕钦{(diào)制方法的改進(jìn)，通過減小或消除共模電壓來減小共模電流。對(duì)于鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)，一般采用載波移相的調(diào)制方式，雖然可降低鏈?zhǔn)阶儞Q器的開關(guān)頻率，減小共模電流的有效值，但不能抑制共模電流峰值。此外，縮減電纜長(zhǎng)度，通過減小寄生參數(shù)來抑制共模電流也是可行的。但這種方式會(huì)改變鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)，不利于系統(tǒng)設(shè)計(jì)。

因此，鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)中共模電流的抑制，主要針對(duì)硬件方法進(jìn)行討論。由于鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)共模電流的特殊性，需要對(duì)每個(gè)功率模塊進(jìn)行考慮，才能有效抑制共模電流，本文選擇插入EMI濾波器的方法。依據(jù)共模電流路徑，EMI濾波器可放置于兩個(gè)位置，即功率模塊的交流側(cè)及直流側(cè)。對(duì)于單功率模塊，流經(jīng)兩個(gè)位置的共模電流完全一樣，因此EMI濾波器在這兩個(gè)位置等效。這里選擇將其放在功率模塊直流側(cè)出口，如圖8所示。

本文使用 EMI濾波器的目的是減小共模電流峰值，降至可接受范圍，從而保護(hù)功率器件。共模電感是主要元件，用于抑制共模電流峰值，但同時(shí)會(huì)使得衰減系數(shù)變小，共模電流振蕩周期變大。為此加入共模電容及電阻，能夠抑制共模電流峰值的同時(shí)使其較快衰減。此時(shí)式（6）變?yōu)?/p>

圖8　EMI濾波器位置Fig.8　Position of EMI filter

一般情況下，由于共模電感較大，共模電阻在一定范圍內(nèi)使得衰減系數(shù)仍然相對(duì)較小，對(duì)共模電流峰值的影響不大。因此，首先選擇EMI濾波器的共模電感及電容。圖9為Rcm=50Ω時(shí)，共模電流峰值與共模電感及共模電容的關(guān)系，其中共模電流峰值由式（14）計(jì)算。可以看出，共模電感越大，共模電容越小，共模電流峰值越小。當(dāng)取共模電感為5mH、共模電容為0.5nF時(shí)，共模電流峰值約為7A，為原來的 1/6，相對(duì)來說已可接受。然后，再核算共模電阻是否符合要求，經(jīng)計(jì)算，此時(shí)共模電流衰減的時(shí)間常數(shù)為 15μs，與原來 24μs相比也有所減小。至此，EMI濾波器的參數(shù)設(shè)計(jì)完成。

圖9　共模電流峰值與EMI濾波器參數(shù)間的關(guān)系Fig.9　Relationship between common-mode current peak and the parameters of EMI filter

4　仿真與實(shí)驗(yàn)

為了驗(yàn)證本文對(duì)共模電流的分析及提出的抑制方法，在PSIM軟件中搭建10kV鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器的仿真模型，采用載波移相的調(diào)制方法，開關(guān)頻率為500Hz，其他主要參數(shù)如前文所示。圖10為鏈?zhǔn)阶儞Q器A相各模塊直流電纜上的共模電流波形和A相的輸出電壓。當(dāng)A相電壓發(fā)生變化時(shí)，即A相功率模塊發(fā)生開關(guān)動(dòng)作時(shí)，各功率模塊的共模電流存在兩種波形，分別對(duì)應(yīng)圖6中的B1與B2；當(dāng)A相電壓未發(fā)生變化、而 B、C兩相功率模塊發(fā)生開關(guān)動(dòng)作時(shí)，各功率模塊的共模電流完全一樣，即各功率模塊并聯(lián)，對(duì)應(yīng)圖6中的B2。仿真結(jié)果說明了理論分析的正確性，同時(shí)強(qiáng)調(diào)了鏈?zhǔn)阶儞Q器中各模塊寄生參數(shù)的并聯(lián)效果。

圖10　A相各功率模塊共模電流及輸出電壓Fig.10　Common-mode current of each power modules and output voltage of phase A

圖 11為鏈?zhǔn)阶儞Q器A相中性點(diǎn)連線處的共模電流及局部放大圖，可以看到共模電流的峰值最大為 50A左右，諧振周期約為 1.2μs，與前面分析基本一致。圖12為加入EMI濾波器后的共模電流波形，可以看到電流峰值約為6A，雖然因共模電感的加入，諧振周期明顯增大，但由于共模電阻的加入，共模電流衰減較快?？偟膩碚f，EMI濾波器具有較好的抑制效果。

圖11　A相中性點(diǎn)連線處的共模電流及局部放大圖Fig.11　Common-mode current of phase A neutral point and partial enlargement

圖12　加入EMI濾波器后A相中性點(diǎn)連線處的共模電流及局部放大圖Fig.12　Common-mode current of phase A and partial enlargement with EMI filter

在實(shí)驗(yàn)室搭建鏈?zhǔn)絻?chǔ)能樣機(jī)，樣機(jī)的主要參數(shù)見表1，EMI濾波器結(jié)構(gòu)與圖8所示相同，由于樣機(jī)中單個(gè)電池模塊容量小，直流電纜也較短，其寄生參數(shù)不顯著，為此添加等效電感與電容。

圖13為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)A相各模塊直流側(cè)的共模電流和A相電壓波形?？梢钥吹?，當(dāng)B相或C相功率模塊發(fā)生開關(guān)動(dòng)作時(shí)，A相各模塊直流側(cè)電纜的共模電流基本一樣；而當(dāng)A相功率模塊發(fā)生開關(guān)動(dòng)作時(shí)，則其中兩個(gè)模塊共模電流基本一樣，與另外一個(gè)功率模塊的共模電流不同。圖13進(jìn)一步驗(yàn)證了理論分析的正確性。

表1　鏈?zhǔn)絻?chǔ)能變換器樣機(jī)參數(shù)Tab.1　Parameters of cascaded H-bridge converter for CHB energy storage

圖13　A相輸出電壓及各功率模塊共模電流Fig.13　Output voltage and common-mode current of each power module of phase A

圖14為EMI濾波器加入前、后的共模電流波形。加入EMI濾波器前，共模電流的峰值約為5.6A，諧振周期約為 1.9μs，時(shí)間常數(shù)約為 15μs，可知等效電阻Rg約為3Ω。依據(jù)此對(duì)EMI濾波器的參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)，加入EMI濾波器后的共模電流的峰值約為500mA。

圖14　加入EMI濾波器前、后A相中性點(diǎn)的共模電流波形Fig.14　Waveforms of common-mode current of phase A neutral point without and with EMI filter

圖15為加入EMI濾波器前、后的共模電流頻譜?？梢钥闯?，加入EMI濾波器前共模電流的頻率主要集中在 500kHz左右，這與觀測(cè)到的諧振周期相吻合。加入EMI濾波器之后，500kHz附近的主要諧波已經(jīng)沒有，而在50kHz附近產(chǎn)生了一些諧波，這是由于增加的 EMI濾波器與電路中的寄生參數(shù)產(chǎn)生了新的諧振電流。由圖 15可以明顯看出，加入EMI濾波器后共模電流得到了抑制。

圖15　加入EMI濾波器前、后的共模電流頻譜Fig.15　Spectrum of common-mode current without and with EMI filter

5　結(jié)論

由于大容量?jī)?chǔ)能中，電池體積較大，鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)功率模塊直流側(cè)電纜較長(zhǎng)，引入了大量的寄生參數(shù)，從而在模塊間產(chǎn)生很大的共模電流，危害功率器件的安全。本文通過對(duì)鏈?zhǔn)阶儞Q器共模電流路徑的分析，給出了共模電流峰值的表達(dá)式；然后對(duì)共模電流的抑制進(jìn)行深入的討論，并給出EMI濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)方法；最后，在PSIM軟件中搭建10kV鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)的仿真模型，在實(shí)驗(yàn)室搭建鏈?zhǔn)絻?chǔ)能樣機(jī)，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果證明了本文對(duì)共模電流的分析以及抑制方法的有效性，為大容量鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)的應(yīng)用奠定了基礎(chǔ)。

［1］Maharjan L， Yoshii T， Inoue T， et al. A transformerless energy storage system based on cascade multilevel PWM converter with star configuration［J］. IEEE Transactoins on Industry Application， 2008，44（5）： 1621-1630.

［2］陳強(qiáng)， 李睿， 蔡旭. 鏈?zhǔn)絻?chǔ)能系統(tǒng)電池側(cè)二次脈動(dòng)功率的抑制方法［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)， 2015， 30（8）：231-237. Chen Qiang， Li Rui， Cai Xu. Method of second-order ripple power suppression for battery in cascaded H-bridge storage system［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2015， 30（8）： 231-237.

［3］高強(qiáng)， 徐殿國(guó). PWM逆變器輸出端共模與差模電壓dv/dt濾波器設(shè)計(jì)［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)， 2007， 22（1）：79-84. Gao Qiang， Xu Dianguo. Design of common-mode and differential-mode voltage dv/dt filter at PWM inverter output terminals［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2007， 22（1）： 79-84.

［4］ 郭小強(qiáng)， 魏寶澤， 賈曉瑜， 等. FB10三相非隔離光伏并網(wǎng)逆變器共模電流抑制研究［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)， 2015， 30（8）： 135-142. Guo Xiaoqiang， Wei Baoze， Jia Xiaoyu， et al. Common mode current suppression for FB10 three phase non-isolated PV grid connected inverter［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2015，30（8）： 135-142.

［5］周娟， 魏琛， 楊宇， 等. 逆變器簡(jiǎn)化PWM算法及抑制共模電壓策略［J］. 電工技術(shù)學(xué)報(bào)， 2014， 29（8）：158-165. Zhou Juan， Wei Chen， Yang Yu， et al. Inverter simplified algorithm of PWM and inhibit commonmode voltage strategy［J］. Transactions of China Electrotechnical Society， 2014， 29（8）： 158-165.

［6］肖華鋒， 謝少軍， 陳文明， 等. 非隔離型光伏并網(wǎng)逆變器漏電流分析模型研究［J］. 中國(guó)電機(jī)工程學(xué)報(bào)， 2010， 30（18）： 9-14. Xiao Huafeng， Xie Shaojun， Chen Wenming， et al. Study of leakage current model for tansformerless photovoltaic grid-connected inverter［J］. Proceedings of the CSEE， 2010， 30（18）： 9-14.

［7］Gupta A K， Khambadkone A M. A space vector modulation scheme to reduce common mode voltage for cascaded multilevel inverters［J］. IEEE Transactions on Power Electronics， 2007， 22（5）： 1672-1681.

［8］Loh P C， Holmes D G， Fukuta Y， et al. Reduced common-mode modulation strategies for cascaded multilevel inverters［J］. IEEE Transactions on Industry Applications， 2003， 39（5）： 1386-1395.

［9］Rendusara D， Cengelci E， Enjeti P， et al. Analysis of common mode voltage-“neutral shift” in medium voltage PWM adjustable speed drive （MV-ASD）systems［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，1999， 2（6）： 935-940.

［10］Lai R， Harfman Todorovic M， Sabate J， et al. Analysis and suppression of a common mode resonance in the cascaded H-bridge multilevel inverter［C］//IEEE Energy Conversion Congress and Exposition， Atlanta， GA， 2010： 4564-4568.

［11］Zhou Y， Li H. Leakage current suppression for PV cascaded multilevel inverter using GaN devices［C］// IEEE Energy Conversion Congress and Exposition，Denver， CO， 2013： 1304-1310.

［13］Zhou Y， Li H. Analysis and suppression of leakage current in cascaded-multilevel-inverter based PV systems［J］. IEEE Transactions on Power Electronics，2014， 29（10）： 5265-5277.

Analysis and Suppression of Common-Mode Current for Storage System Based on Cascaded H-Bridge Converter

Chen Qiang1Li Rui1Gao Ning1Cai Xu1Lu Zhigang2
（1. Wind Power Research CenterSchool of Electronic Information and Electrical Engineering Shanghai Jiao Tong UniversityShanghai200240China 2. Electric Power Research InstituteChina Southern Power GridGuangzhou510080China）

Cascaded H-bridge converter is suitable for battery energy storage system. However，bulky batteries and long dc cables， which connect power modules with battery cabinets， introduce significant parasitic parameters into cascaded H-bridge battery energy storage system. As a result， large common-mode current emerges and endangers the safety of power devices. Firstly， this paper builds the simplified model of cascaded H-bridge converter and analyzes the common mode voltage. Then the common-mode current paths are analyzed and the peak value of common-mode current is estimated. The methods of common-mode current suppression for cascaded H-bridge battery energy storage system are discussed in the end. Simulation and experimental results verify the analysis.

Cascaded H-bridge converter， battery energy storage system， common-mode voltage，common-mode current， EMI filter

TM46

陳強(qiáng)男，1989年生，博士研究生，主要從事大容量電池儲(chǔ)能系統(tǒng)和多電平變換器的研究。

E-mail： chenqianghappy2008@126.com（通信作者）

李睿男，1980年生，副教授，主要從事儲(chǔ)能系統(tǒng)和大功率變換器的研究。

E-mail： liruiqd@sjtu.edu.cn

國(guó)家863智能電網(wǎng)重大專項(xiàng)（2011AA05A111）和國(guó)家自然科學(xué)基金（51307110）資助項(xiàng)目。

2014-05-07改稿日期 2015-06-15