游林旭王銳鳳郭謀發(fā)

（1. 福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福州 350116；2. 國網(wǎng)福建省電力有限公司技能培訓(xùn)中心，福建 泉州 362000）

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基于CPS-SPWM的級聯(lián)H橋多電平逆變器控制方法

游林旭1王銳鳳2郭謀發(fā)1

（1. 福州大學(xué)電氣工程與自動(dòng)化學(xué)院，福州 350116；2. 國網(wǎng)福建省電力有限公司技能培訓(xùn)中心，福建 泉州 362000）

級聯(lián) H橋多電平逆變器適用于各種高電壓、大電流的場合；載波移相正弦脈寬調(diào)制（CPS-SPWM）技術(shù)易于實(shí)現(xiàn)，等效載波頻率高，已成為級聯(lián)多電平逆變器使用最廣泛的調(diào)制方法。采用了一種可節(jié)省硬件資源的改進(jìn)型載波移相調(diào)制方式，在對其調(diào)制原理進(jìn)行詳細(xì)分析的基礎(chǔ)上，利用PSCAD/EMTDC軟件搭建級聯(lián)H橋多電平逆變器的軟件仿真模型，結(jié)合基于IPM模塊實(shí)現(xiàn)的物理實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，研究了載波頻率對逆變器輸出電壓諧波特性的影響。仿真及實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明改進(jìn)型CPS-SPWM技術(shù)能夠使逆變器的輸出電壓波形趨近正弦波，并降低其畸變率。

級聯(lián)H橋；載波移相；載波頻率；諧波特性；PSCAD/EMTDC

多電平逆變器是一種可以利用輸入的多級直流電壓合成所需輸出電壓的電力電子系統(tǒng)，近年來已成為電力電子技術(shù)中的研究熱點(diǎn)。根據(jù)主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)差異，多電平逆變器的研究主要涉及三類：二極管箝位型、飛跨電容型和級聯(lián)H橋型。其中，級聯(lián)H橋結(jié)構(gòu)被廣泛運(yùn)用于光伏發(fā)電系統(tǒng)、有源濾波器（APF）、靜止同步補(bǔ)償器（STATCOM）、配電網(wǎng)接地故障消弧裝置等不同的場合及電路拓?fù)洚?dāng)中［1］。由于其擁有模塊化相對容易、適合拓展、控制方法相對簡單等優(yōu)點(diǎn)，具有十分廣闊的應(yīng)用前景，因而國內(nèi)外學(xué)者對其開展了大量的研究。

逆變器的調(diào)制策略對系統(tǒng)的輸出性能有至關(guān)重要的影響，因此研究調(diào)制策略具有重大意義。級聯(lián)H橋逆變器調(diào)制方法的研究，目前主要可以分為以下兩類：空間矢量脈寬調(diào)制法和載波脈寬調(diào)制法?？臻g矢量脈寬調(diào)制法具有直流電壓利用率高、開關(guān)損耗小等優(yōu)點(diǎn)，在五電平以下的電路中應(yīng)用較廣；但隨著電平數(shù)的增加，其控制算法會(huì)變得十分復(fù)雜，不易實(shí)現(xiàn)。載波脈寬調(diào)制法因其具有實(shí)現(xiàn)方便、等效載波頻率高等優(yōu)點(diǎn)，已成為當(dāng)今級聯(lián)H橋多電平電路普遍采取的調(diào)制方法，但其也存在如多級聯(lián)需要多個(gè)定時(shí)器、諧波含量較大等問題［2］。

圖1　級聯(lián)H橋拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文介紹了級聯(lián) H橋多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，以一個(gè)兩級聯(lián)逆變器為例，采用單極性倍頻SPWM 調(diào)制方式，對其載波移相調(diào)制策略進(jìn)行了分析。在此基礎(chǔ)上，搭建了軟件仿真模型和物理實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，研究了載波頻率對輸出電壓諧波特性的影響。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了理論分析的正確性。

1 級聯(lián)H橋多電平逆變器工作原理

級聯(lián)H橋逆變器的基本單元是一個(gè)單相全橋逆變電路，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。電路中包含了四個(gè)可控的電力電子開關(guān)器件（如IGBT），直流側(cè)接入一個(gè)直流電壓源Vdc，交流側(cè)可接負(fù)載。

圖2　全橋逆變電路

通過控制開關(guān)器件的狀態(tài)，即可達(dá)到控制交流側(cè)輸出電壓的目的。當(dāng)導(dǎo)通開關(guān)的組合不同時(shí)，輸出電壓Vo有以下三種形式，見表1。

表1　開關(guān)組合及輸出電壓Vo

根據(jù)上述原理，級聯(lián)H橋多電平電路將多個(gè)全橋逆變電路串聯(lián)，使同一相多個(gè)逆變橋的輸出電壓疊加在一起。這樣既達(dá)到了增加輸出電壓的電平數(shù)、改善其波形的目的，同時(shí)又提高了裝置的容量。對于一個(gè)N級聯(lián)的H橋多電平逆變器，若采用適當(dāng)?shù)恼{(diào)制方式，便可使其產(chǎn)生 2N+1個(gè)電平，其最大輸出電壓值Vomax=NVdc，最小輸出電壓值為Vomin=-NVdc。例如，兩級聯(lián)H橋逆變器（N=2）可輸出一個(gè)電壓值分別為 2Vdc、Vdc、0、-Vdc、-2Vdc的五電平交流電壓。

2 載波移相調(diào)制技術(shù)

載波移相正弦脈寬調(diào)制技術(shù)（Carrier Phase Shifted Sinuous Pulse Width Modulation，CPS-SPWM）適用于大功率電力電子裝置，是目前級聯(lián)H橋逆變器較為成熟、運(yùn)用較為廣泛的調(diào)制策略，其基本原理是使用三角載波和正弦調(diào)制波進(jìn)行比較，產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)信號。

假設(shè)三角波周期為T且對應(yīng)360°的相角，根據(jù)移相角度α的不同，主要有兩種載波移相方式：α=360°/N，稱為全周期移相；α=180°/N，稱為半周期移相。當(dāng)級聯(lián)數(shù)N=偶數(shù)時(shí)，采用全周期或者半周期移相方式會(huì)對逆變器輸出電壓波形和諧波特性有較大的影響，其中半周期移相的調(diào)制方式效果較好；而當(dāng)級聯(lián)數(shù)N=奇數(shù)時(shí)，移相方式對逆變器的輸出電壓波形和諧波特性并不會(huì)有影響［3］。因此，本文統(tǒng)一采用半周期移相方式進(jìn)行分析。

對于一個(gè)可以輸出2N+1個(gè)電平的N級聯(lián)H橋型多電平逆變器，CPS-SPWM的基本思路可分為兩類（分別稱為方案1和方案2）。

1）若整個(gè)裝置僅使用1個(gè)正弦波作為調(diào)制波，則N單元就需要2N個(gè)幅值、頻率均相同的三角載波與調(diào)制波進(jìn)行比較，產(chǎn)生2N組PWM驅(qū)動(dòng)信號去驅(qū)動(dòng)2N個(gè)橋臂的開關(guān)器件，各H橋單元的輸出電平疊加就得到接近調(diào)制波形的多電平PWM波形。這些三角載波依次錯(cuò)開180°/N的相位角，然后再與同一個(gè)調(diào)制波比較。

2）若整個(gè)裝置使用2個(gè)幅值、頻率均相同，但相位相差180°的正弦波作為調(diào)制波，則N單元僅需要N個(gè)幅值、頻率均相同的三角載波與調(diào)制波進(jìn)行比較，同樣產(chǎn)生2N組PWM驅(qū)動(dòng)信號。這些三角載波仍須依次錯(cuò)開180°/N的相位角，然后再與調(diào)制波比較。

下面以一個(gè)兩級聯(lián)H橋五電平逆變器為例，結(jié)合方案2來說明CPS-SPWM的調(diào)制過程。首先分析第一個(gè)H橋單元的調(diào)制過程。針對圖2提到的單元結(jié)構(gòu)，其調(diào)制原理如圖3所示。其中，ur1（t）為T1、T2對應(yīng)的調(diào)制波，ur2（t）為T3、T4對應(yīng)的調(diào)制波，二者相差180°的相角；uc1（t）為三角載波；g1、g2、g3、g4分別為T1、T2、T3、T4的PWM脈沖信號波形；vo為該單元的輸出電壓波形。對于左橋臂，當(dāng)正弦波ur1（t）比三角波大時(shí)，對T1提供高電平脈沖，即使T1導(dǎo)通；由于T2的PWM波形與T1互補(bǔ)，因此對T2提供低電平脈沖，T2處于關(guān)斷狀態(tài)。反之，當(dāng)正弦波 ur1（t）比三角波小時(shí)，T1關(guān)斷，T2導(dǎo)通。同理，對于右橋臂，當(dāng)正弦波ur2（t）大于三角波時(shí)，使T3導(dǎo)通，T4互補(bǔ)關(guān)斷。反之則T3關(guān)斷，T4導(dǎo)通。最終H橋?qū)⑤敵鲆粋€(gè)三電平的交流電壓。

圖3　CPS-SPWM原理

同理，將上述調(diào)制原理應(yīng)用到第二個(gè)H橋單元中。需要注意的是，相比于第一個(gè)單元，第二個(gè)單元的兩個(gè)調(diào)制波均不變，但在時(shí)域中，載波 uc2（t）比uc1（t）滯后了T/4（其中T為三角波的周期）。圖4所示為兩級聯(lián)H橋五電平逆變器的三角載波和調(diào)制波在時(shí)域中的分布情況。

圖4　三角載波和調(diào)制波的分布情況

3 物理實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)設(shè)計(jì)

為進(jìn)一步驗(yàn)證CPS-SPWM調(diào)制策略，以兩級聯(lián)H橋五電平逆變器為研究對象，搭建了物理實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。其中，硬件部分主要包括CPU控制模塊、光纖收發(fā)電路、IPM智能功率模塊及其外圍接口電路、緩沖電路與交流側(cè)負(fù)載；軟件部分主要包括 CPSSPWM調(diào)制程序。

3.1硬件結(jié)構(gòu)

如圖5（a）所示，當(dāng)系統(tǒng)處于工作狀態(tài)時(shí)，CPU采用CPS-SPWM方式產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)信號，并將其以光纖為傳輸介質(zhì)，經(jīng)由光纖發(fā)送及接收電路送達(dá)接口電路，從而控制逆變器產(chǎn)生交流電壓波形。

圖5　物理實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)

系統(tǒng)各主要硬件如下：

1）CPU控制模塊：核心控制模塊基于STM32F407VGT6芯片開發(fā)而成。

2）光纖傳輸裝置：級聯(lián) H橋變流器被廣泛運(yùn)用于高電壓、大電流的場合，若不施加保護(hù)或者隔離措施，來自工作環(huán)境中不同電壓等級的電氣雜訊可能會(huì)干擾主控制模塊的正常運(yùn)行?？紤]到光纖不受強(qiáng)電干擾和電氣信號干擾，抗電磁脈沖能力也很強(qiáng)，為使該系統(tǒng)具有更高的實(shí)用性，保證信號能被可靠地傳輸，在CPU控制模塊與IPM外圍接口電路之間加入光纖收發(fā)電路，以實(shí)現(xiàn)控制部分與驅(qū)動(dòng)部分的電氣隔離。

光纖收發(fā)器選用安捷倫公司生產(chǎn)的HFBR-1521光纖發(fā)送器與HFBR-2521光纖接收器。該組收發(fā)器信號傳輸率可達(dá) 5MBd，傳輸距離最大為 30m，隔離電壓為5kV。

3）IPM智能功率模塊及其外圍接口電路：IPM模塊是一種兼有GTR與MOSFET優(yōu)點(diǎn)的開關(guān)器件，其內(nèi)部集成了IGBT的驅(qū)動(dòng)和保護(hù)電路。選用4個(gè)三菱公司的半橋型IPM模塊PM300DV1A120，其單個(gè)IGBT的耐壓水平為1.2kV。

IPM模塊的外圍電路主要由光耦驅(qū)動(dòng)電路與故障信號傳輸電路組成。IPM的驅(qū)動(dòng)光耦選用安捷倫公司生產(chǎn)的高速、高共模比的 IPM 專用驅(qū)動(dòng)光耦HCPL-4504。

4）緩沖電路：IGBT關(guān)斷時(shí)會(huì)產(chǎn)生瞬時(shí)的浪涌沖擊過電壓，可能擊穿 IGBT導(dǎo)致設(shè)備損壞。為保護(hù)電路免受過電壓的沖擊，采用圖6所示的簡單緩沖電路，將一交流電容C跨接在一橋臂的兩端，其適用于小容量IGBT裝置（＜50A）。

圖6　物理實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

5）交流側(cè)負(fù)載：逆變器輸出側(cè)接入一個(gè)純阻性負(fù)載R=50Ω。

3.2軟件設(shè)計(jì)

所采用的 STM32F407VGT6 CPU帶有 ARM Cortex-M4處理器內(nèi)核，內(nèi)置兩個(gè)高級定時(shí)器。每個(gè)高級定時(shí)器有6路兩兩互補(bǔ)的PWM輸出通道，并且可設(shè)置死區(qū)時(shí)間，便于產(chǎn)生PWM驅(qū)動(dòng)信號。

若采用調(diào)制方案 1，兩級聯(lián)五電平逆變器在實(shí)現(xiàn)載波移相調(diào)制時(shí)，需要4個(gè)三角載波信號；并且對于同一個(gè)H橋的左右兩個(gè)橋臂，二者載波信號的相位需相差180°。然而STM32F407芯片僅有兩個(gè)可設(shè)死區(qū)時(shí)間的高級定時(shí)器，且同一個(gè)定時(shí)器的不同通道是同時(shí)計(jì)數(shù)并輸出PWM波的，即一個(gè)定時(shí)器只能產(chǎn)生一個(gè)三角載波信號。因此本文采用方案2中的改進(jìn)型CPS-SPWM方式，使同一H橋單元中左右橋臂的調(diào)制波信號相反，從而調(diào)制過程僅需使用2個(gè)三角載波信號。兩種方案的調(diào)制效果相同，但方案2可節(jié)省定時(shí)器資源，能夠在不增加硬件的情況下實(shí)現(xiàn)更多級聯(lián)數(shù)的控制。

程序流程如圖7所示。在進(jìn)行相關(guān)初始化程序之后，則執(zhí)行調(diào)制子程序，在子程序中對兩個(gè)高級定時(shí)器分別進(jìn)行功能配置，其主要步驟包括設(shè)置調(diào)制波的頻率及數(shù)值、三角載波的時(shí)基與周期、定時(shí)器的PWM模式及其死區(qū)時(shí)間、定時(shí)器中斷等。之后，在主程序中于不同的時(shí)間點(diǎn)開啟定時(shí)器，從而達(dá)到使兩個(gè)載波移相的效果。兩個(gè)調(diào)制波均為由20個(gè)采樣點(diǎn)構(gòu)成的正弦波，每進(jìn)入一次定時(shí)器中斷，調(diào)制值將被改變一次。主程序的最后，只需等待CPU產(chǎn)生PWM信號。

圖7　CPU程序流程圖

4 仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果

4.1仿真結(jié)果

本文利用PSCAD/EMTDC軟件搭建一個(gè)如圖8（a）所示的三級聯(lián) H橋七電平逆變器仿真模型，其驅(qū)動(dòng)信號由圖8（b）所示的調(diào)制模塊提供。為改善諧波特性，設(shè)置調(diào)制比 mr=0.9；正弦調(diào)制波頻率fr=50Hz；為研究三角載波頻率對輸出電壓波形的影響，將三角載波頻率分別設(shè)置為fc=500Hz、1kHz、2kHz和 5kHz；每一單元的直流側(cè)電源電壓 Udc= 1kV；交流側(cè)負(fù)載R=50Ω。

圖8　仿真模型

當(dāng) fc=500Hz時(shí)，單個(gè) H橋單元的輸出側(cè)電壓u1的波形及其幅頻特性分別如圖 9（a）和（b）所示，逆變器的輸出側(cè)總電壓uo的波形及其幅頻特性分別如圖9（c）和（d）所示。

圖9　fc=500Hz仿真輸出電壓波形及FFT分析

單個(gè)H橋逆變電路的輸出電壓為一個(gè)三電平的交流電壓，其諧波成分較為復(fù)雜且諧波含量較大，主要含有 20次附近的諧波；電壓總諧波畸變率為54.12%。逆變器的輸出側(cè)總電壓為一個(gè)七電平的交流電壓，其諧波成分主要為60次附近和其他一些更高次的諧波，電壓總畸變率為22.44%?？梢娤啾葐蝹€(gè)H橋電路，級聯(lián)H橋逆變器的輸出側(cè)電壓波形更接近正弦波，其諧波成分相對簡單，畸變率也有所降低。

當(dāng)fc=1kHz、2kHz和5kHz時(shí)，逆變器輸出側(cè)總電壓 uo的幅頻特性分別如圖10（a）、（b）、（c）所示；其主要諧波次數(shù)及畸變率見表2。

通過對比可知，載波頻率會(huì)影響輸出電壓的特性：隨著載波頻率的升高，輸出側(cè)總電壓的畸變率有所降低；主要諧波次數(shù)也會(huì)隨著載波頻率的提高而增大，這降低了高頻濾波器的設(shè)計(jì)難度。

圖10　不同載波頻率下的仿真輸出電壓FFT分析

表2　不同載波頻率下的總電壓畸變率

4.2實(shí)驗(yàn)結(jié)果

實(shí)驗(yàn)參數(shù)選擇如下：調(diào)制比 mr=0.9；正弦調(diào)制波頻率fr=50Hz；三角載波頻率fc=20fr=1kHz；死區(qū)時(shí)間tdt=5μs；每一單元的直流側(cè)電源電壓Udc=10V。

同一橋臂中上下兩個(gè)IGBT的PWM驅(qū)動(dòng)信號波形如圖11所示。每組驅(qū)動(dòng)信號均互補(bǔ)且存在死區(qū)時(shí)間，以防止上下兩管出現(xiàn)同時(shí)導(dǎo)通的情況。

圖11　同一橋臂的PWM驅(qū)動(dòng)信號

接入緩沖電容前后，IGBT兩端的電壓Uce的波形分別如圖12（a）和（b）所示。電壓尖峰從22V下降到了12V，IGBT得到了較為有效的保護(hù)。

圖12　IGBT兩端電壓波形

單個(gè)H橋和級聯(lián)H橋的輸出側(cè)電壓波形分別如圖13（a）和（b）所示。實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真結(jié)果一致，即將H橋單元級聯(lián)之后，輸出電壓的波形更接近正弦波。

圖13　逆變器輸出側(cè)電壓波形

5 結(jié)論

本文以級聯(lián)H橋多電平逆變器為研究對象，采用半周期移相CPS-SPWM方式，分析了其工作原理及調(diào)制過程。之后利用PSCAD/EMTDC軟件，搭建了一個(gè)三級聯(lián)H橋七電平逆變器的仿真模型，對不同載波頻率下的輸出側(cè)電壓波形進(jìn)行了幅頻特性分析。仿真結(jié)果表明，隨著載波頻率的提高，輸出電壓的主要諧波次數(shù)升高，畸變率降低。此外，本文還以兩級聯(lián)H橋五電平逆變器為對象，搭建了物理實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)，實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了硬件設(shè)計(jì)和參數(shù)選擇的有效性以及理論分析和仿真結(jié)果的正確性。

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Controlling Method of Cascaded H-bridge Multilevel Inverter based on CPS-SPWM Technique

You Linxu1Wang Ruifeng2Guo Moufa1
（1. College of Electrical Engineering and Automation，F(xiàn)uzhou University，F(xiàn)uzhou 350116；2. State Grid Fujian Technical Training Center，Quanzhou，F(xiàn)ujian 362000）

Cascaded H-bridge multilevel inverter is appropriate for varies occasions of high voltage and large current. Carrier Phase Shifted Sinuous Pulse Width Modulation （CPS-SPWM）technique is apt to realize，which has high equivalent carrier frequency，has been the most widely used modulation technique on cascaded multilevel inverter. In this paper，an improved method of carrier phase shift modulation method is adopted which needs less hardware resources. On the basis of detailed analysis on its modulation principle，a simulation model of cascaded H-bridge multilevel inverter is built using PSCAD/EMTDC software. Combining a physical experimental system based on IPM modules，the influence of carrier frequencies is studied on the harmonic characteristic of inverter output voltage. The simulation results and experiment results both show that improved CPS-SPWM technique can make the output voltage of inverter approach to sinusoidal wave better and reduce its distortion factor.

cascaded H-bridge； carrier phase shift； carrier frequency； harmonic characteristic；PSCAD/EMTDC

游林旭（1992-），男，碩士研究生，研究方向?yàn)榕潆娋W(wǎng)自動(dòng)化。

甘肅省電力公司重點(diǎn)科技項(xiàng)目（2013101003）