鄒心遙，黃俊輝，陳　豪（廣東農工商職業(yè)技術學院，廣州510507）

基于諧波調制的低功耗超寬帶脈沖收發(fā)器設計*

鄒心遙*，黃俊輝，陳豪
（廣東農工商職業(yè)技術學院，廣州510507）

為實現(xiàn)更高的超寬帶近場數(shù)據(jù)傳輸，提出一種基于脈沖諧波調制的集成低功率收發(fā)器。該收發(fā)器在發(fā)射器（Tx）端使用兩個具有特定振幅的窄脈沖，來抑制由接收器（Rx）高Q值LC諧振電路引起的碼間干擾（ISI），從而實現(xiàn)高數(shù)據(jù)率。提出的接收器結構是以非相干能量檢測為基礎，檢測使用了基于脈沖的新型自動增益控制電路，這大大降低了短耦合距離內的功率消耗（46%）及ISI。提出的收發(fā)器采用0.35μm標準CMOS工藝制成。測試結果顯示，當距離為10mm時，實測數(shù)據(jù)傳輸速率為20 Mbyte/s，誤碼率為8.7×10-8。當電源電壓為1.8 V時，提出的發(fā)射器和R接收器的功率損耗分別為180 pJ/bit和12.15 pJ/bit。

脈沖超寬帶；諧波調制；低功率；收發(fā)器

寬帶近場通信的需求已經變得越來越大，例如植入式醫(yī)療裝置中的人工耳蝸和視覺假體，需要將外部人工傳感器的大量數(shù)據(jù)傳遞至植入式醫(yī)療裝置。但是現(xiàn)有的標準，如在402MHz～405MHz頻帶中運行的醫(yī)療植入式通信服務，僅能夠提供有限的帶寬（300 kHz）［1-2］。

超寬帶（UWB）技術是近期的研究熱點，能夠實現(xiàn)短距離高速無線傳輸，當距離小于10m時，可以達到480Mbyte/s的高數(shù)據(jù)傳輸率［3］。超寬帶技術是一種高速寬帶近場通信技術，具有低功耗和低成本的優(yōu)勢，被認為是未來短距離無線通信的重要技術。2002年美國聯(lián)邦通信委員會（FCC）最先批準開放工作頻段3.1GHz～10.6GHz，作為UWB技術民用，并限制其發(fā)射功率譜密度不高于～41.2 dBm/MHz，以便與其它無線通信系統(tǒng)如GSM，WLAN和Bluetooth等共存［4］。

近期文獻中提出的應用于植入式醫(yī)療裝置的超寬帶系統(tǒng)需要較低的功耗和較高的數(shù)據(jù)傳輸速率［5］，因此本文設計了一種基于脈沖的新型數(shù)據(jù)傳輸技術，叫做脈沖諧波調制，可用于進一步降低近場通信鏈路中功率消耗并提高數(shù)據(jù)率的極限值［6-7］。同樣也有為其他通信技術研發(fā)的基于脈沖的近場數(shù)據(jù)傳輸方法［8］。然而，它們需要帶有低品質因數(shù)（Q）的鏈路以實現(xiàn)較寬的帶寬，這并不適合需要較高傳輸距離及更多應用場景的植入式醫(yī)療裝置應用領域［9］。本文介紹了基于脈沖諧波調制的新型完全集成收發(fā)器，此收發(fā)器采用標準CMOS，提出的脈沖諧波調制收發(fā)器中的主要性能改進如下所示：（1）增加了數(shù)據(jù)傳輸速率；（2）集成了整個收發(fā)器芯片；（3）具有新型接收器的結構，帶寬更高、功率損耗更低且芯片面積更?。唬?）接收器中具有自動增益控制（AGC）結構，可用于進一步降低近距離內的功率及碼間干擾（ISI），降低其復雜性。提出的收發(fā)器采用0.35 μm標準CMOS工藝制成。測試結果顯示，當距離為10mm時，實測數(shù)據(jù)傳輸速率為20Mbit/s，誤碼率為8.7×10-8。當電源電壓為1.8 V時，提出的發(fā)射器和R接收器的功率損耗分別為180 pJ/bit 和12.15 pJ/bit。

1　提出的收發(fā)器系統(tǒng)架構

圖1是此收發(fā)器系統(tǒng)模塊框圖。發(fā)射器（Tx）的內部，如圖1上虛線框所示，時序脈沖產生器（PPG）模塊生成了兩個特殊的窄脈沖表示位“1”。通過一對高Q值LC諧振電路傳輸帶有特定振幅的脈沖。每個脈沖在接收器LC諧波頻率下生成了衰減的振蕩響應。在每個位“1”的周期內，將第2個脈沖的振蕩添加至第1個脈沖的振蕩，第2個脈沖被稱為抑制脈沖，第1個脈沖被稱為啟動脈沖，異相可用于使接收器輸入的ISI最小。時域疊加可以達到較高傳輸速率，且并未減少鏈路Q因數(shù)來增加帶寬。

圖1　基于脈沖諧波調制的集成超寬帶收發(fā)器模塊框圖

接收器（Rx）如圖1下虛線框所示，基于非相干能量檢測方案運行，兩個增益級和一個比較器放大了接收信號，比較器恢復了串行數(shù)據(jù)位流。第1個LNA的增益由AGC自動調節(jié)，用以確保在不同的耦合距離下，圖1中比較器輸入VA的振蕩幅度在期望的水平Vref2上，Vref2應該比Vref1高。

2　發(fā)射器設計

在圖2的發(fā)射器原理圖中，PPG模塊生成了2個脈沖，可調節(jié)寬度及間隔為位“1”，不存在位“0”。脈沖間隔td可在6 ns～72 ns范圍內進行精確調節(jié)，通過粗延時和細延時可對工藝變化進行彌補，粗延時由3個從0到56 ns的二進制加權位PS0～3進行控制，且二進制加權位帶有8 ns步；細延時由一個從6 ns到16 ns的片外模擬信號PS進行控制。對電容負載型逆變器（C=200 fF）的傳播延時進行累加生成了粗延時。2個金屬氧化物半導體晶體管的寄生電容MP會隨著柵電壓的變化而變化，且生成了細延時。S1和S2脈沖均從相同的位“1”PPG輸入生成，其中td延遲了S2脈沖。這些脈沖的寬度tpw可從3到8 ns進行精確調節(jié)。出于檢測的目的，S1和S2也在或門中合并生成信號，即：圖2中的Sm。

對于數(shù)據(jù)位“0”，S1=S2=0，通過Mp1和Mp2將L1的兩個節(jié)點連接至VDD。因此，無電流通過L1，且通過接收器LC諧振電路的電壓未發(fā)生改變。對于數(shù)據(jù)位“1”，S1切換至“1”獲得tpw，在此期間Mp1閉合，至少有一個Mn10-14開啟，且電流i1開始在L1中從右到左傾斜升溫，速度與d i1/d t=VDD/L1成正比。L1中的電流變化由Mn10-M14的導通電阻進行控制，且產生了通過接收器LC諧振電路的電壓。為了結束啟動脈沖，將S1切換回“0”，當Mp1使L1的左節(jié)點縮短至VDD，且為i1提供了返回零的路徑時，并未產生意外的振蕩。延遲之后td，S2切換至“1”生成了L1中的電流脈沖，與啟動脈沖相似，但方向相反（從左到右）。

圖2　提出的脈沖諧波調制發(fā)射器的原理圖

在S1和S2脈沖期間，L1中的電流振幅分別由5 bit電流導引數(shù)模轉換器、PA1［0-4］和PA2［［10］。如文獻［11］所述，選擇抑制脈沖振幅的次數(shù)P應小于啟動脈沖振幅的次數(shù)。同樣應該注意：在本設計中，由于就S1而言S2已為異相，即二者流動的方向相反，td應該是接收器LC電路諧振頻率fr半個周期的偶數(shù)倍。

3　接收器設計

接收器輸入的脈沖諧波調制信號為較低頻率情況下沖激無線電超寬帶（IR-UWB）的開閉鍵控信號，在某個頻帶中，存在振幅或不存在振幅分別表示為位“1”或“0”。在IR-UWB接收器的不同結構中，非相干能量檢測方案不需要功率消耗大的模塊。然而，當傳輸速率大于10Mb/s，傳統(tǒng)非相干能量檢測接收器的功耗及芯片面積顯著增加，原因在于它們經常需要高階低通濾波器。如果在頻率低的情況下，此濾波器就會消耗大量功率及占用大量面積［11］。

為了獲得脈沖諧波調制中最高的數(shù)據(jù)傳輸速率，接收器LC諧振電路中的振蕩數(shù)量應減少至唯一一次。如插圖3所示，振蕩包含了大多數(shù)的接收能量，將其與基準電壓比較就可對接收能量進行檢測。圖1中本文提出的接收器結構功率損耗及面積損耗均較低，并且靈敏度足以對單一振蕩進行檢測。兩個增益級放大了接收信號，并將接收信號與基準電壓Vref1進行比較用于恢復串行數(shù)據(jù)位流。

圖3　基于脈沖的AGC的原理圖（帶有其運行波形）

包含基于脈沖的AGC有助于：（1）節(jié)省近距離d的功率，近距離的接收信號較強；（2）降低近距離d內的ISI效能，近距離中較強的接收信號致使ISI較大；（3）降低對比較器的設計要求，原因在于比較器輸入端的接收信號振幅是由AGC保持的。傳統(tǒng)AGC通過檢測接收載波信號的包絡，并將其與閥值進行比較，以便確定增益的提高和減少。然而，檢測窄振蕩模式的包絡，如脈沖諧波調制，這需要復雜的電路設計。文獻［5］中提出了基于脈沖的AGC。然而，它僅有2種模式：高增益或低增益，且需要發(fā)射器和接收器之間共享的同步時鐘，但經常無法獲得。

如圖3所示，本文提出的低功率AGC接收了第2個LNA輸出信號VA，并將信號與Vref2進行比較，可用于控制fr=66.6MHz時從-32到22 dB的第1個LNA的增益，是通過調節(jié)從0到70μA的偏置電流實現(xiàn)的。CAGC=4.5 pF時，I=50 nA，可用于增加默認的接收器增益。增益一直增加，直到接收脈沖的VA振幅超過了Vref2，接收脈沖表示為位“1”。此時，圖1中接收器和圖3中AGC的輸出在位周期內均較高。當接收器數(shù)據(jù)較高時，CAGC開始以100×I=5μA的速度放電，這比充電電流快得多，因此，接收器增益迅速減少。增益一直減少，直到VA＜Vref2，因此，AGC-comp輸出較低，且CAGC開始再次充電，接收器增益也會增加。這個起伏周期將Vref2周圍的接收脈沖VA的振幅維持在位“1”，如圖3所示。對CAGC放電的速度比對其充電的速度快了100倍，這是為了確保當輸入數(shù)據(jù)流有許多連續(xù)的“0”時接收器仍能正常運行。通過減少接收器增益，AGC可降低短耦合距離內的ISI效能，短耦合距離內的接收信號和ISI均較強。從插圖3中可看出，由于AGC功能，可容忍高達Vref1-VDC的ISI振幅，只要ISI一直比Vref1小。因此，考慮到獲得高DRs，信號ISI比可與（Vref2-VDC）/（Vref1-VDC）一樣低。

圖4是第1個和第2個LNAs及比較器的原理圖。fr=66.6MHz時，增益為22 dB的第1個LNA的模擬噪聲系數(shù)為27.6 dB。66.6 MHz條件下，第2 個LNA的增益為15 dB，且消耗了14μA，這與各個比較器較為相似。

圖4?。╝）相同的第1級和第2級LNAs的原理圖，二者的偏置電流分別由AGC和帶隙基準控制。兩個LNAs提供的最大總增益為37 dB。（b）接收器和AGC比較器的原理圖，如圖1和圖3所示

4　測量結果

脈沖諧波調制收發(fā)器采用 0.35μm標準CMOS工藝制成，芯片面積為0.23 mm2。圖5是脈沖諧波調制收發(fā)器版圖布局。在實驗設置中使用了兩個脈沖諧波調制芯片，如圖6所示。每個PCB均具有一個包含8個線圈的平板（見插圖6），不導電的有機玻璃板可以使線圈保持平行并能夠精確對準。我們使用了2個GB1400（Giga-BERT）進行測試，如圖6所示，用于產生發(fā)射器的數(shù)據(jù)和時鐘，并實時測量接收器的無線鏈路誤碼率（BER）。

圖5　脈沖諧波調制收發(fā)器芯片的版圖布局

圖6　脈沖諧波調制收發(fā)器的測量實驗設置

為了實現(xiàn)數(shù)據(jù)傳輸速率達到20Mbyte/s，我們選擇了fr=66.6MHz、td=30 ns及P=1，且?guī)в凶畲笾蛋l(fā)射器功率，即：PA1，2［0-4］=VDD。圖7（a）和7（b）分別表示20 Mbyte/s時的傳輸串行數(shù)據(jù)位流、PPG輸出（圖2中的Sm）、緩沖的Rx-comp輸入以及d= 10mm時的恢復串行數(shù)據(jù)位流。在圖7（b）中，由于不存在抑制脈沖時ISI較強，接收器未能在這個DR中恢復串行數(shù)據(jù)位流。另一方面，使用圖7（a）所示的脈沖諧波調制技術可以對串行數(shù)據(jù)位流精確檢測。

圖8（a）是當d的變化范圍為4mm到10mm時，不同數(shù)據(jù)傳輸速率條件下的實測BER。結果表明：如果可接受的BER極限為10-7，當d=10mm時，當前脈沖諧波調制收發(fā)器可獲得的最優(yōu)數(shù)據(jù)傳輸速率為20Mbyte/s。數(shù)據(jù)傳輸速率越高，ISI就會增加，且會生成更高的BER。圖8（b）是當d=10mm時由X軸和Y軸上線圈未重合導致BER發(fā)生的變化，如圖6所示。曲線表示：相較于Y軸，X軸上線圈未重合的影響較小，這與之前文獻［10］和文獻［11］中的結論一致。在全部的測量結果中，Vref1=1 V 和Vref2=1.5 V。

當接收器增益設置為最大值37 dB，圖9顯示了AGC啟動和不啟用時，實測接收器功率損耗比較結果。從圖9可以看出，當d=4mm時，AGC使接收器功率損耗降低了46%，從12.15降低至6.75 pJ/bit。表2總結了提出收發(fā)器的性能，并且與其他類似文獻中的收發(fā)器性能作比較。當fr=66.6MHz時，提出的脈沖諧波調制收發(fā)器的數(shù)據(jù)傳輸速率可達到20Mbyte/s，誤碼率為8.7×10-7，且Q為96，發(fā)射器和接收器功率損耗分別為180和12.15 pJ/bit。

圖8　有偏差情況下的BFR

圖9　當AGC可行（最佳接收器增益）及不可行（最大接收器增益）時的實測接收器功率損耗與耦合距離d。當d=4mm時，AGC為接收器節(jié)省了46%的功率。

表2　進場寬帶通信收發(fā)器性能對比

相較于文獻［11］之前的脈沖諧波調制收發(fā)器，我們不僅使數(shù)據(jù)傳輸速率提高了50%，而且使發(fā)射器和接收器功率損耗分別降低了約1.9倍和24倍。此外，新型接收器芯片面積僅為之前面積的1/8。然而，相較于文獻［11］，此結構中的接收信號能量更小，原因在于接收器輸入僅允許出現(xiàn)唯一的振蕩。另一方面，當前脈沖諧波調制收發(fā)器的測試設置是真實的無線環(huán)境。

5　結論

本文提出了一種基于脈沖諧波調制的超寬帶收發(fā)器，并進行了電路實現(xiàn)及實際測量。提出的收發(fā)器采用0.35μm標準CMOS工藝制成。測試結果顯示，當距離為10mm時，實測數(shù)據(jù)傳輸速率為20 Mbit/s，誤碼率為8.7×10-8。當電源電壓為1.8 V時，提出的發(fā)射器和R接收器的功率損耗分別為180 pJ/bit和12.15 pJ/bit?；诜窍喔赡芰繖z測的接收器包含了一個新型AGC，可以降低短耦合距離內的功率損耗及ISI。通過增加線圈的固有共振頻率，使用相同的脈沖諧波調制收發(fā)器結構可以實現(xiàn)更高的數(shù)據(jù)傳輸速率。

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鄒心遙（1978-），女，漢族，湖南衡陽人，職稱副教授、博士，從事新型光電器件、物聯(lián)網技術、高職教育等研究，madelinexy@ 163.com；

黃俊輝（1993-），男，漢族，廣東佛山人，廣東農工商職業(yè)技術學院學生，從事物聯(lián)網技術應用、新型電子器件研究。

Low Power Ultra Wideband Pulse Transceiver Design Based on Harmonic Modulation*

ZOU Xinyao*，HUANG Junhui，CHEN Hao
（Guangdong AIB Polytechnic College，Guangzhou 510507，China）

In order to achieve a higher data transmission，a low power transceiver based on pulsemodulation is proposed.The proposed transceiver uses two narrow pulseswith specific amplitudes and timing at the transmitter（Tx）to suppress intersymbol interference（ISI）at the receiver（Rx）high-Q and LC tank to achieve high data rates.The proposed receiver structure is based on the non-coherent energy detection，which is based on a new automatic gain control circuit，which greatly reduces the power consumption（46%）and ISI.The transceiver uses 0.35μm standard CMOS process.The test results show that，when the distance is 10mm，themeasured data transmission rate is 20 Mbyte/s，the error rate is 8.7×10-8.When the supply voltage is 1.8 V，the power loss of the transmitter and the R receiver is180 pJ/bitand 12.15 pJ/bit，respectively.

IR-UWB；harmonicmodulation；low power；transceiver

TN780

A

1005-9490（2016）04-0892-06

項目來源：2015廣東大學生科技創(chuàng)新培育專項資金立項項目（Pdjh2015a0718）；廣東省高等職業(yè)教育教學改革項目（201401155）；科技部星火計劃項目（2013GA780007）

2015-09-16修改日期：2015-11-19

EEACC:125010.3969/j.issn.1005-9490.2016.04.027